基于補償式分段導軌的電動汽車動態無線充電技術

（武漢理工大學 自動化學院，湖北 武漢 430070）

1 概述

1.1 無線充電的優點

無線充電于實現了電能非接觸型傳輸，克服了傳統充電模式存在的易漏電、不易維護、使用笨重的缺點[1]。隨著近些年來無線充電技術在電子電器方面（如無線快充手機、掃地機器人、電動牙刷等）的普及使用，無線充電技術在電動汽車領域的應用也逐漸進入人們視野。靜態無線充電模式不用使用傳統充電電纜，而動態無線充電則有效增加了電動汽車的續航里程數，而且它能使電池組電池處于即充即放狀態，有效延長了電池組的使用壽命[2]。

1.2 補償式分段式導軌概念的提出

目前國內外靜態無線充電的技術已經比較成熟，且已經投入到生產實踐中，但是對于動態無線充電還有許多問題有待解決。一般來說動態無線充電都采用集中一體式導軌[3]，而集中一體式導軌在充電過程中需要對整個線圈供電，能量的利用率非常低，且系統對參數變化非常敏感，極易造成整個系統不穩定，當系統發生故障時，需要整段停用待檢，給系統維護造成了很大的不便。因此有必要通過分段式導軌[4]供電，將激勵導軌劃分成多段，每段導軌都配有換流器以及諧振補償網絡，將配電導軌上高頻的交流電轉換為低壓近似恒流的交流電，保證能量供應的效率以及穩定性。這種供電模式有很多優點，通過高壓分時分段供電，系統在導軌上的損耗較小；發生故障之后易于維護；且分段之后每段導軌的自感下降，系統對參數變化敏感度大大降低，提高了系統的穩定性。

本文基于分段導軌在導軌切換過程中存在的磁場供應不穩定、輸出功率衰減問題，提出一種補償式分段導軌方案，并就此展開敘述。

2 系統總結構

補償式分段無線充電導軌系統結構如圖1 所示，首先通過大電容和電感濾波整流，將50 Hz 的電網電壓轉換為脈動較小的直流電，然后通過高頻逆變電路產生高頻的交流電輸送到配電導軌上，經過諧振補償網絡輸送到激勵導軌上，通過感應耦合產生高頻感應電壓，最后通過電能變換裝置的變換與調節供給不同的負載。

圖1 補償式分段無線充電導軌示意圖

3 關鍵技術方案

3.1 感應耦合電能傳輸技術

感應耦合電能傳輸（Inductively Coupled Power Transfer，ICPT）技術是常用的無線充電技術中的一種，其基本原理如圖2 所示。整個系統分為供電端、受電端和電磁耦合機構三部分，供電端與受電端均具備獨立線圈，供電端的發射線圈連接電源裝置，通過電磁耦合機構感應出高頻交變磁場，受電端的接收線圈接收高頻交變磁場同時感應出高頻感應電壓，再通過電能變換裝置對感應出的高頻交流電壓進行調節，以適應不同的負載。這種方法雖然受距離影響較大，但是轉換效率高，適合電動汽車這種大功率的充電系統。

3.2 諧振補償網絡拓撲

由于磁路耦合機構的發射端和接收端處于耦合狀態，會在諧振回路中產生較多的無功功率，而電動車對傳輸功率和傳輸效率都有較高的要求，因此需要對原副方增加補償電容來抵消無功功率，使系統工作于諧振狀態，根據原邊線圈與原邊補償電容的連接關系，以及副邊線圈與副邊補償電容的連接關系是串聯還是并聯，可以形成不同的拓撲結構。

圖2 感應耦合電能傳輸原理框圖

一般來說，串串型（原邊串聯、副邊串聯）拓撲適合于多負載和原副邊存在相對運動的系統，串并型拓撲適合于負載變化較大和原副邊相對靜止的系統，并并型和并串型拓撲適合于負載相對固定和原副邊相對靜止的系統，本文采用動態無線充電技術，原副邊存在一定的相對運動，所以串串型拓撲網絡較為合適。

ICPT 系統拓撲結構如圖3 所示。

圖3 ICPT 系統拓撲結構

3.3 高頻逆變電路

高頻逆變部分是整個系統電能變換工作中的一個重要環節，選擇一個合適的逆變電路至關重要。目前，電能傳輸領域使用的高頻逆變電路主要有電壓型半橋式逆變電路（半橋電路）和電壓型全橋式逆變電路（全橋電路）兩種逆變電路。

電壓型半橋式逆變電路和電壓型全橋式逆變電路的電路都是通過兩個橋臂按規律輪流導通來實現DC 至AC 的轉換，區別在于半橋電路一個橋臂只有一個開關管，而全橋電路一個橋臂有兩個開關管。雖然全橋逆變電路的開關器件數量是半橋電路的兩倍，但是負載可以獲得的最大輸出電壓也是半橋電路的兩倍，同時全橋逆變電路的輸出容量較半橋逆變電路提高了一倍，可以直接通過移相控制和能量注入控制策略實現輸出功率的調節，適用于較大功率場合，使用相對靈活。

由于電動汽車動態無線供電系統要求的傳輸功率等級較大，因此本文采用全橋式逆變電路作為高頻逆變電路，絕緣門級雙極型晶體管（IGBT）作為開關管。

4 補償式分段導軌系統

4.1 分段導軌連續切換的基本原理

分段導軌連續切換的基本原理是通過相鄰兩段發射導軌的連接處的位置傳感器Sn來檢測線圈的位置，從而判斷該段導軌應該處于開始注入能量、停止注入能量、保持注入能量的哪一階段，具體實現過程如下：當接收線圈處于位置A 時，位置傳感器S1檢測到位置信息，發射導軌L1保持注入能量，其他發射導軌處于關閉狀態。隨著電動汽車的行駛，當接收線圈處于圖中位置B 時，接收線圈右端與導軌段L2耦合，位置傳感器S1和S2都檢測到電動汽車的位置信息，發射導軌L1維持注入能量狀態，發射導軌L2開啟，開始注入能量。在C 處接收線圈與相鄰的兩段導軌均存在磁耦合現象，位置傳感器S1和S2均檢測到位置信息，此時發射導軌L1和發射導軌L2均保持開啟注入能量。接收線圈處于位置D 時，只有傳感器S2檢測到位置信息，發射導軌L1停止注入能量，由發射導軌L2單獨供電。

分段導軌切換如圖4 所示。

圖4 分段導軌切換示意圖

4.2 分段導軌所存在的問題

將導軌進行分段后減小了不必要的能量損耗，但是也隨之出現了新的問題，根據安培定則可知，大小相等、電流方向相反的兩根導體產生的磁場相互抵消，如圖4 所示，在相鄰導軌的切換處，磁感應強度主要由MN、OP 段決定，但是MN、OP 段電流方向相反，磁感應強度會進行一定抵消，電動汽車經過此處時磁場強度會衰減，電能供應在導軌切換處會存在較大的波動，因此本文采取利用補償線圈加相位控制進行平穩切換的換流策略。

4.3 分段導軌連續切換的優化策略

4.3.1 補償線圈平穩切換策略

發射導軌的輸出功率與兩條導軌之間的距離密切相關，若導軌間距變大，耦合較弱，發射導軌輸出功率會變小；反之導軌間距變小，耦合加強，輸出功率會變大。根據以上分析，本文選取一個導軌間距很小的線圈作為補償線圈抵消發射導軌的交接處的能量衰減，使供電更加平穩。

在相鄰導軌的切換處，如圖4 中C 位置，接收線圈離MN、OP 段距離較近，受其影響較大，但是MN、OP 段電流方向相反磁場進行了抵消。使補償線圈和相鄰兩段發射導軌的電流相位相差180°，在切換過程中MN 和OP 段電流方向相同來補償磁場，分段導軌切換優化如圖5 所示。

當電動汽車完全處于補償線圈中時，將補償線圈電流相位翻轉180°，以保證磁場方向的一致性，具體優化如圖6所示。

圖5 分段導軌切換優化示意圖1

圖6 分段導軌切換優化示意圖2

4.3.2 適當的驅動電路

考慮到電動汽車行駛過程中補償線圈需要進行相位變換，所以必須對驅動脈沖進行恰當的相位控制。需要考慮以下兩個問題：補償線圈和切換導軌的驅動脈沖信號必須同步，盡量減少脈沖翻轉的延遲時間。因此需要選擇恰當的驅動電路來滿足這些條件。

若相鄰導軌的驅動脈沖信號不同步，必然導致導軌中的正弦交變電流不同步，這樣不僅僅在導軌切換處會存在磁場抵消，在其他位置也會產生電流反向削弱磁場，從而影響整個系統的工作效率。

若脈沖翻轉的延遲時間過長，經過時間積累兩個相鄰導軌的相位差逐漸變大，一個周期內存在電流反向的時間會增長，同樣會削弱磁場造成磁場不穩定。

由于本系統的電壓電流等級較大且采用IGBT 作為開關管，而脈沖變壓器驅動電路可實現信號和能量的同時傳輸，具有隔離電壓高、開關頻率高、傳輸延遲小的特點且可擴展性良好，適合本系統。

脈沖變壓器驅動電路基本構成如圖7 所示，N 溝道增強型MOS 管起輔助作用，柵極為G，漏極為D，源極為S。當P（pluse）端輸入正信號時，柵源極電壓VGS＜0，MOS管受偏而關斷，二極管導通，副方電壓經二極管向IGBT 管提供開通電壓，同時給結電容C 充電，這時MOS 管關斷阻止了結電容C 經MOS 管放電，能夠一直給IGBT 管提供開通電壓。當P 端輸入負信號時，柵源極電壓VGS＞0，MOS管開通，結電容C 放電，其電荷被抽出使IGBT 管關斷。

圖7 有脈沖變壓器的IGBT 驅動器

5 結束語

本文將動態無線充電技術應用于電動汽車的充電系統中，通過選用補償式分段導軌使電動汽車在行駛過程中平穩獲取電能，同時也提高了能量的利用率，本文所提出的換流策略不需要復雜的電路結構，易于實現，具有一定的實際意義。