基于DDMZM的星載微波光子混頻器設計

惠金鑫，趙瑩，鄧向科，鄭飛騰，孫樹風

中國空間技術研究院 西安分院，西安 710100

近年來，歐美國家重要航天航空機構積極探索微波光子技術在高通量衛星通信載荷方面的應用，同時各大科研機構聯合開展項目研究和試驗演示驗證等工作[1]。歐美各高科技團體對微波光子技術的研究和應用，已經成為全球衛星通信載荷在解決傳統微波技術應用瓶頸問題的技術風向標。2009年歐空局成功發射土壤濕度和海水鹽度衛星(SMOS)，該星利用微波光子技術進行時鐘和本振分束，顯著減少了衛星電纜長度，同時避免了電磁干擾；AirBus計劃在2016～2030年間實施微波光子演示驗證系統(OPTIMA)和微波光子載荷的集成化(BEACON)計劃，其中OPTIMA針對Ka波段、多波束、頻率復用以及信號實時路由交換，目前該項目已接近尾聲；Thales從2004年開始研究微波光子技術，針對Ka/K頻段下變頻于2016年完成微波光子變頻原理樣機，除噪聲系數外其他性能指標均良好，在此基礎上Thales開展了微波光子轉發器原理樣機的研發；2019年DAS設計的第一臺V/Q波段的微波光子載荷正式上天，該產品通過了預期15年設計壽命的全套可靠性測試，幅頻良好、實現了寬帶特性，且噪聲系數優于40 dB，具有較強實用性；2017年歐空局發射的Amazonas-5通信衛星，即搭載了DAS公司的Ka波段微波光子交換轉發實驗載荷，實現了微波光子變頻、本振饋送和轉發等功能。

目前中國的科研機構及高校均積極開展微波光子技術的研究工作，已設計出不同應用功能的原理樣機。但星載應用仍處于理論研究以及地面演示階段。

微波光子技術以分立器件在調制混頻單鏈路的應用上，基于商用的器件技術和工藝水平，與傳統微波技術相比，優勢不夠明顯。而目前針對星上微波光子技術的應用構想，主要以諧波及雜散抑制[2-3]、抗干擾[4-5]、大帶寬[6-8]、高通量以及重量輕等優點為主。在星載通信載荷設計中，采用微波光子器件組成通信轉發系統，具有顯著優勢。目前各科研機構的工作，一方面集中在微波光子芯片化的研究上，為實現大規模集成化做儲備工作，可集成的微波光子元器件將更好地發揮微波光子技術的優勢，未來微波光子技術在衛星通信載荷的應用上將是革命性的[9]；另一方面，為了盡快將微波光子技術應用于高通量衛星，采用分立器件實現微波光子技術在通信載荷上的應用也是目前比較普遍的選擇。

本文主要以DDMZM為核心器件實現變頻鏈路并展開分析研究，通過簡單的鏈路結構來探索未來星上轉發系統中微波光子混頻模塊的可行性。

1 微波光子混頻技術的優勢及構成

微波光子混頻技術作為微波光子技術的重要部分，繼承了微波光子技術的優勢(如表1所示)。典型的微波光子混頻鏈路主要由光源、電光調制器和光電探測器三部分構成。不同研究者針對不同的應用需求，比如高變頻效率[10-12]、大動態范圍[6,11,12]、高載噪比[13]、鏡頻抑制[14]以及雜散抑制[15]等性能指標，往往也需要增加其他功能單元來完成。面向高通量、多頻段和抗干擾的星上應用，微波光子混頻技術具有顯著優勢[16]。

微波光子混頻鏈路基本構成如圖1所示，3個部分的性能指標對鏈路的性能均起決定性作用。激光器的功率會直接影響鏈路的增益，激光器的相對強度噪聲會抬高鏈路的噪底；光電調制器的半波電壓、消光比以及插損會影響調制性能及鏈路增益；而光電探測器的響應度大小決定了輸出的目標頻率對應的功率大小。

微波光子混頻鏈路的優劣，一般有3個衡量指標：增益、噪聲系數、無雜散動態范圍(SFDR)。實質上增益的提高會降低噪聲系數、提高SFDR。

NF=lg(Nout)-G+174

式中：NF為噪聲系數；Nout為輸出單位帶寬噪聲功率；G為鏈路增益；IIPn為輸入n階輸入交調點。

2 DDMZM工作原理

圖2為典型的馬赫增德爾調制器原理圖，馬赫增德爾干涉儀的兩臂均有射頻輸入端口，所以稱作雙驅動馬赫增德爾調制器(DDMZM)。從結構上看，DDMZM由2個相位調制器并聯構成，兩條臂分別可看成獨立的相位調制器。電信號通過電介質對光介質產生影響，由于光功率相對足夠小(不足以和介質中原子的內部庫倫場相比擬)，整個影響過程可近似為線性變化，即光介質的折射率的改變僅對光速產生影響，不改變光載波的頻率，故而僅影響光波長變化，從時域上看即光相位產生變化。其中射頻端口加載射頻信號，電磁波電場矢量的周期性變化影響光波導的折射率，從而使光波的電矢量場部分在相位上產生周期性變化，對應的光學現象即光波長的正弦規律拉伸變化，射頻信息因此被調制到光載波上；而直流端口加載直流偏置電壓后，會使兩臂分別產生固定的相位延遲變化，對應的外部現象即兩臂出現固定的相位差，合路后引起光的干涉現象，即已調光載波產生周期性的強度變化。如果僅分析上臂或者下臂，經過相位調制的光載波是疏密變化的等幅信號，由于光電探測器對相位信息不敏感[17]，所以進入光電探測器拍頻后僅能得到直流成分。

設從激光器輸出進入DDMZM的光信號[18]為：

Ein(t)=E0exp (jωct)

式中：E0為光載波幅度；ωc為光載波角頻率。通過DDMZM后：

(1)

式中：Vπ為DDMZM的半波電壓。

V1,2(t)=VDC1,2+VRF1,2sin(ωRF1,2t+φRF1,2)

式中：V1,2(t)為MZM兩臂外加電壓；VDC和VRF分別為直流偏置電壓和射頻信號幅度；ωRF1,2為上下臂所加射頻信號角速度；φRF為RF信號的相位。

進入PD的光功率可表示為：

(2)

經PD探測后輸出為：

i=ηP

式中：η為光電探測器的響應度，單位為A/W。

推導式(1)和式(2)可知，在直流偏置電壓產生的兩臂相位差為π/2時，DDMZM的輸出中不包含對應頻率為nωRF±nωLO的功率成分。

3 鏈路仿真

鏈路仿真頻段主要采用常用衛星通信變頻頻段Ka/K及 K/Ku。首先在VPI中基于DDMZM建模仿真來模擬Ka/K頻段實際鏈路可能達到的最優性能。鏈路結構如圖3所示，其中激光器輸出波長為1 550 nm，功率設為20 dBm。該調制器半波電壓設為5 V，插入損耗3 dB，消光比35 dB。RF和LO信號分別從DDMZM的兩個射頻端口輸入，RF信號幅度0.224 V，雙音信號頻率為39 GHz和39.1 GHz；LO信號幅度2.24 V，頻率20 GHz。本次仿真直流偏置設在最小工作點，具有光載波抑制功能。

圖3 基于DDMZM的微波光子混頻鏈路圖Fig.3 DDMZM-based microwave photonic frequency conversion link diagram

在該鏈路中，激光器RIN值設為-160 dB/Hz，探測器響應度設為0.65 A/W。整個鏈路參數設置較理想。RIN值對鏈路性能具有一定影響，會抬高鏈路噪聲系數、減小無雜散動態范圍。

仿真發現DDMZM偏置點設置在最小點處，鏈路獲得最佳性能。

仿真結果如圖4～圖6所示。由圖4中可見RF和LO調制到光載波上的頻譜，包含基波和諧波。光載波左側或者右側相鄰的一次RF和一次LO，在PD上拍頻即可獲得所需目標頻率。從圖5～圖6可知，在Ka/K頻段，基于DDMZM的微波光子混頻鏈路的SFDR在理論上可達到105.2 dBHz2/3，鏈路噪底約為-161 dBm/Hz，變頻增益約為-37 dB，計算可得噪聲系數為50 dB，三階抑制約為52.2 dBc。

在K/Ku頻段，通過VPI對16 GHz下變頻12.4 GHz進行仿真測試。RIN值設為-160 dB/Hz，激光功率20 dBm，調制器插損3 dB，消光比35，PD響應度0.65 A/W。仿真結果如圖7～圖9所示。

圖4 Ka/K頻段仿真下DDMZM輸出光譜Fig.4 DDMZM output spectrum in Ka/K frequency band

圖5 Ka/K頻段仿真下中頻和三階頻譜Fig.5 IF and third-order spectrum in Ka/K frequency band

圖6 Ka/K頻段仿真下鏈路SFDR圖Fig.6 Link SFDR diagram in Ka/K frequency band

圖7 K/Ku頻段仿真下DDMZM輸出光譜Fig.7 DDMZM output spectrum in K/Ku frequency band

圖8 K/Ku頻段仿真下中頻及三階頻譜Fig.8 IF and the third-order spectrum in K/Ku frequency band

圖9 K/Ku頻段仿真下鏈路SFDRFig.9 Link SFDR diagram in K/Ku frequency band

如圖8所示，仿真結果中輸出的中頻功率約為-31.2 dBm，變頻增益約為-34.2 dB。三階交調抑制約為53 dBc。從圖9的仿真結果中可以得出，鏈路噪底約為-158 dBm/Hz，SFDR約為105.5 dBHz2/3。計算可得噪聲系數約為50.2 dB。

4 試驗

試驗原理圖同仿真(圖3)所示。DDMZM的兩個射頻輸入端口分別加載RF和LO信號，通過偏置點設置進行光載波大小的控制。RF信號均輸入0 dBm。根據仿真結果可以得出DDMZM在輸出最小點時性能最好，即半波電壓為5 V時，直流偏置在2.5 V。而且當直流偏置設為2.5 V時，光載波會得到一定程度的抑制，參照仿真所用頻率及器件響應曲線，其他更低頻段會獲得更好的鏈路性能。

對4個25 GHz以內頻段進行變頻試驗。為同時保證調制器和光電探測器的最佳性能，試驗頻段均為微波低頻段測試，包含2～5.6 GHz上變頻，6.8～3.2 GHz下變頻，7.6～4 GHz下變頻，16～12.4 GHz下變頻。

其中在16～12.4 GHz下變頻試驗中，輸入本振信號功率+12 dBm，輸出本振、二倍和四倍本振信號功率均大于-30 dBm，沒有得到有效抑制，但是距離中頻信號較遠可通過濾波器濾掉，其他靠近中頻信號的雜散和諧波，功率小于-80 dBm可忽略。變頻增益-35 dB。P-1為15 dBm。雙音信號輸入在每路-6 dBm時，三階交調抑制比為-50 dBc，所以可計算出三階截斷點IIP3=22 dBm，鏈路噪聲系數為49 dB，那么SFDR=98 dBHz2/3。試驗結果與仿真結果基本吻合。

其他3個頻段測試如表2所示。

表2 各頻段測試數據

從表2可以看出，該鏈路模型在2～16 GHz基本穩定，無雜散動態范圍幾乎保持一致，且該鏈路性能優于串聯鏈路模型[19]。測試過程中發現RF和LO信號隔離度大于70 dB。

5 仿真及試驗分析

對比相同條件下微波變頻結構，本文所設計微波光子混頻結構，在仿真過程中發現4 GHz帶寬內雜散抑制70 dBc以上，遠高于星載微波結構要求的帶內40 dBc以上；而三階交調抑制高于50 dBc，也遠高于星載微波結構要求的35 dBc以上。因此，微波光子混頻結構具有優越的雜散和交調抑制能力。

對不同頻段進行仿真及試驗，結果顯示該混頻結構對不同頻段變頻性能幾乎保持一致，說明微波光子混頻器對不同頻段沒有選擇性。如果采用波分復用的方式，該結構可同時對不同頻段進行變頻。因此可滿足星載通信系統多頻段大帶寬多功能一體化的需求。

對于串聯混頻鏈路，經過二級MZM調制后的輸出，由于非線性造成的雜散分量變多，目標頻率成分對應的功率分量則相對減小。而并聯鏈路或者單個DDMZM作為調制單元時，調制產生的雜散明顯少于串聯方案，因此目標頻率對應的功率分量會大很多。對比串聯鏈路的正交點偏置獲得最大增益的情況，單個DDMZM構成的混頻單元結構簡單，利用最小點的載波抑制功能不僅獲得足夠大的增益，而且進一步增大了無雜散動態范圍。

微波光子鏈路的器件選用從根本上決定了該變頻單元的性能優劣。DDMZM的調制速率、半波電壓、消光比和插入損耗均會不同程度影響鏈路性能。其他嚴重影響鏈路性能的是激光器的相對強度噪聲RIN值和光電探測器的響應度。這些器件本身固有的屬性，一方面決定了光子鏈路的功率、損耗和噪聲問題，另一方面決定了微波頻率輸入的范圍。

因此，為獲得性能足夠好的微波光子混頻鏈路，需要采用性能優越的器件，且需通過參數調節或輔助器件避免鏈路中可能出現的非線性增加的過程。

6 結束語

基于DDMZM的微波光子混頻結構具有星載優勢。首先，其鏈路結構簡單，避免了復雜鏈路結構產生的不穩定因素，實際測試結果同理論仿真結果的差異主要由器件性能決定，因此鏈路同比受環境影響較小；其次，該結構具備優越的雜散抑制和交調抑制能力，采用分立器件的微波光子混頻技術構成多頻段、大帶寬星載通信轉發系統時具有巨大優勢，不僅可避免傳統微波結構二次混頻及濾波等手段造成的系統臃腫，且能夠有效降低載荷質量，同時單元之間無電磁干擾；最后，鏈路增益、幅頻特性、無雜散動態范圍以及隔離度等指標相對較好，預期在射頻輸入端使用低噪放的情況下能滿足星載通信系統中混頻單元的性能要求。

后期將繼續對基于DDMZM的微波光子混頻鏈路進行研究，以期獲得足夠精確的仿真及試驗數據，同時通過低噪放對微波光子混頻鏈路性能的影響進行試驗評估，為星載應用提供有效的數據支撐。