基于Boost拓撲獨立光伏LED路燈高效率驅動電路設計

章建軍，徐代升，趙銘杰，張宏怡

(1.廈門理工學院光電與通信工程學院，福建 廈門 361024；2.福建省光電技術與器件重點實驗室， 福建 廈門 361024)

引言

發(fā)光二極管(LED)是一種高效的固態(tài)光源，太陽能是一種清潔的綠色能源，將LED技術和太陽能技術結合，開發(fā)獨立光伏LED路燈照明產品可以進一步實現節(jié)能減排[1]。獨立光伏LED驅動電路采用儲能電池供電。儲能電池電壓越高，通常質量和體積就越大，成本也越高，為了提高獨立光伏照明產品性價比，一般都采用電壓較低的儲能電池給LED供電。因此實際應用時，為了實現低壓輸入高壓輸出，需要用到boost變換電路。

針對如何提高LED驅動電路工作效率的問題，人們已開展了一些研究。文獻[2]中提出了Boost電路輸入輸出電壓比對LED驅動電路效率的影響，保證輸出功率不變，調節(jié)輸入電壓輸入電流，并觀察電路效率的變化；文獻[3]中提出了一種無采樣電阻的LED照明驅動電路，通過MOSFET的導通電阻RDS(ON)做為峰值電流采樣電阻，減少了外圍電路元器件所占用的空間，同時降低了驅動電路的功率損耗；文獻[4]中提到一種將反饋信號差分放大以減小反饋電阻阻值，從而降低驅動電路損耗，提高驅動電路效率的方法。但是以上文獻均沒有考慮LED負載的串并方式及功率對驅動電路效率的影響。

實踐表明，在獨立光伏LED驅動電路中，整個電路系統(tǒng)的工作效率，不僅與Boost電路參數性能有關，也和負載LED燈頭的構成方式有關。本文通過分析Boost電路功率損耗的有關因素，并結合考慮負載LED燈頭在不同串并方式與不同功率條件下對電路工作狀態(tài)變化的影響，提出優(yōu)選獨立光伏LED驅動電路設計參數并優(yōu)化其設計方案，從而開發(fā)出了整體效率高穩(wěn)定性好的獨立光伏LED驅動電路。

1 獨立光伏LED路燈驅動電路

1.1 驅動電路結構及原理

LED是一種特殊的半導體，當電流流入半導體的PN結，自由電子和空穴結合就可以釋放光能即可發(fā)光，LED的亮度取決于它的前向電流[5]。在伏安特性曲線上，LED的電壓電流關系是一條陡峭的曲線，并且LED的動態(tài)電阻很小，所以當LED的電壓有一個很小的波動時，其電流可能有一個很大的變化，而這個變化有可能超過其額定工作電流，從而導致?lián)p壞LED燈。為了保證LED在工作時亮度始終保持不變，必須維持它的工作電流保持不變，因此恒流驅動電源是保證LED正常穩(wěn)定工作的必要條件。恒流驅動LED燈頭工作的電路結構框圖如圖1所示。

圖1 獨立光伏LED恒流驅動電路結構框圖Fig.1 Block diagram of independent photovoltaic LED constant current driving circuit

現有獨立光伏LED驅動電路常常采用低電壓輸入，經過boost電路升壓至LED負載工作電壓，實現低電壓輸入高電壓輸出驅動LED正常工作。因為給LED負載供電的儲能電池在工作時電壓是不斷變化的，所以驅動電路設計具有輸入電壓范圍較寬的特點。為了獨立光伏LED驅動電路負載工作的穩(wěn)定性和高效性，應用恒流方式驅動LED負載，恒流芯片是整個驅動電路的核心。設計采用的恒流芯片是VAS1350,外接MOS管，通過采樣電路與芯片內部的比較電路控制開關管的開斷，形成電流的閉環(huán)控制，從而在LED工作過程實現恒流驅動。

LED恒流驅動電路原理圖如圖2所示，直流電壓經過輸入濾波電容C1與恒流芯片的VCC引腳相連，L1、Q1、VD1、C2構成Boost拓撲結構，芯片TOFF引腳與地之間連接一個電阻用于設置MOS最短關斷時間，引腳ADJ是芯片的調光控制引腳，引腳OPV連接兩個分壓電阻用于輸出過電壓保護，GATE引腳用于MOS開關管的驅動，R5、R4是兩個采樣電阻。CS引腳通過連在MOS源級與地之間的電阻R5來設置電感峰值電流，FB引腳通過連在輸出負極與地之間的采樣電阻來控制MOS的開啟條件。

圖2 LED恒流驅動電路原理圖Fig.2 Schematic design of LED constant current driving circuit

上電時，芯片GATE門控制MOS導通，電感L1的電流線性增加，CS引腳電壓上升，當CS引腳的電壓上升到芯片設置的峰值電壓VCSTH時，GATE引腳電壓置0，MOS管關斷，此后電感電流降低，FB引腳上的電壓降低，直到FB引腳電壓低于芯片設置的閾值電壓VFBTH時，MOS管再次開啟，如此反復重復以上過程。芯片各引腳電壓以及電感電流波形如圖3所示。外部給出的PWM是一個電壓信號，是由外部單片機給出的，通過改變這個PWM信號的占空比改變芯片ADJ引腳的電壓值，從而改變FB和CS引腳的閾值電壓VFBTH和VCSTH,完成調光過程。當Vadj<0.5 V時，芯片關閉，ADJ引腳懸空時，VCSTH=0.24 V,VFBTH=0.31 V,當Vadj直流信號在0.5～0.24 V范圍內變化時，CS引腳的閾值VCSTH從50 mV到0.24 V范圍內變化，FB引腳的閾值VFBTH從65 mV到0.31 V范圍內變化。

圖3 芯片各引腳及電感電流波形Fig.3 Chip pins and inductor current waveforms

1.2 Boost電路工作原理

Boost電路是獨立光伏LED驅動電路中最重要的組成部分，其拓撲結構如圖2所示，主要由電源E、開關管Q、電感L、電容C、負載R構成。

圖4 Boost拓撲電路結構Fig.4 Boost topological circuit structure

當開關管Q導通時，Boost工作等效電路圖如圖5(a)所示,開關管Q相當于一根導線，二極管D防止電容C對電源放電，相當于斷路，電源E給電感L充電，電源E發(fā)出能量，電感L吸收能量，并以磁能的方式存儲，由于輸入的是直流電，電感電流線性增加。與此同時，電容C釋放能量給負載R供電。

當開關管Q斷開時，等效電路圖如圖5(b)所示，此時開關管Q斷路，二極管D導通，根據換路定理，在換路瞬間，電感電流不能突變，電感中的能量由磁能轉化為電能向外慢慢釋放，和電源E一起給電容和負載R供電。當負載R上的輸出電壓等于電感電壓和電源電壓之和，停止供電，此后如果負載R上的電壓開始下降，則由電容C給負載R供電以維持負載上的輸出電壓保持不變。

圖5 Boost電路工作等效電路Fig.5 Boost circuit working equivalent circuit

設輸入電壓為Ue，輸出電壓為Uo，電感兩端電壓為UL，流過電感的電流為IL。在開關管導通狀態(tài)，電路工作在ton期間電源給電感充電，根據電感VCR和基爾霍夫電壓定律(KVL)有

(1)

(2)

式中ΔI為電感上電流變化量，則有

(3)

當脈沖信號處于低電平狀態(tài)時，開關管Q截止，電路工作在toff期間。根據閉合電路KVL可得

UL+Ue=Uo

(4)

(5)

則有

(6)

由式(3)、式(5)可知

ton×Ue=toff×(Uo-Ue)

(7)

(8)

定義周期T和脈沖信號占空比D為

T=ton+toff

(9)

(10)

則式(8)可化簡為

(11)

1.3 Boost電路性能表征

1)電路損耗。Boost升壓電路是一種常見的開關直流變換電路，是通過開關的導通和關斷控制電感與電容中能量的存儲與釋放，實現升壓。當電路工作在CCM(電流連續(xù)模式)[6]下，受到控制信號的作用，開關管會在導通與截止之間頻繁切換，電路中的損耗不可忽視。開關管導通狀態(tài)下，輸入電源給電感充電，二極管截止，電路中的損耗主要是開關管和電感上的損耗，其中開關管上的損耗主要受開關管導通電阻和開關管高頻特性的影響。電感中的損耗分為兩個部分，電感上的銅損和鐵損[7]，銅損與電感的繞線電阻有關，鐵損是由渦流引起的，主要與開關頻率有關。開關管關斷狀態(tài)下，電感與輸入電源同時給負載和電容供電，二極管正向導通，電路中的損耗主要是電感和二極管上的損耗，其中二極管上的損耗主要受正向導通電壓影響。

2)電路穩(wěn)定性。穩(wěn)定性也是Boost電路重要的性能指標。升壓變換電路是一個動態(tài)電路，在工作過程中，會受到各種擾動，導致電路中各元器件兩端的電壓和電路中的電流會產生波動。Boost電路實際應用于獨立光伏LED驅動電路中，其穩(wěn)定性是驅動電路正常工作的必要條件。如果Boost電路穩(wěn)定性不好，可能導致驅動電路的負載LED燈頭出現頻閃甚至直接不亮。影響B(tài)oost電路穩(wěn)定性的因素有開關管的工作頻率、電感電容大小的選取、電路中的交流小信號成分以及器件發(fā)熱等，按照電路特性合理的配置元器件參數、增加濾波電路、PCB合理布局以及增強元器件的散熱功能等，都是保證電路系統(tǒng)工作時更加穩(wěn)定輸出所必須加以考慮的。

2 電路參數及性能評估

2.1 電路參數確定

獨立光伏LED路燈產品常常采用低電壓輸入，再經過升壓達到負載的工作電壓，基于太陽能電池板的配置，文中選擇用直流12 V做為驅動電路的標稱輸入電壓值；又依據LED燈頭的性能參數，選取輸出電壓最大24 V，輸出功率最大36 W。

1)占空比計算。為了保證LED燈頭工作電壓最大可以達到24 V,根據Boost電路輸入輸出與占空比的關系有

(12)

2)峰值檢測電阻RCS。輸入平均電流取決于升壓倍數和所設置的輸出平均電流，設LED驅動電路的效率為90%，則有

(13)

輸入峰值電流Iavg(IN)采用極端情況計算，在輸入電壓最小，輸出電壓和輸出電流最大時，輸入峰值電流為輸入平均電流的1.5倍，即

Ipeak(IN)=Iavg(IN)×1.5=5 A

(14)

又因為輸入峰值電流Ipeak(IN)與峰值檢測電阻RCS的關系為

(15)

式中VCSTH為芯片CS引腳閾值電壓，則峰值檢測電阻為

(16)

3)反饋電阻RFB。FB引腳通過檢測與LED負載串聯(lián)電阻RFB的電壓來控制輸出電流，形成電流閉環(huán)控制，則輸出電流可表示為

(17)

式中VFBTH為芯片FB引腳閾值電壓，則有

(18)

4)設置最短關斷時間的對地電阻R2。如果MOS斷開時間過長，電容又不夠大時，在斷開期間，電容給負載LED燈頭供電不足，不足以維持LED正常穩(wěn)定工作，因此需在TOFF引腳對地串一個電阻R2來設置一個最短關斷時間，設置最短關斷時間為1 s，則有

TOFF(MIN)=40×10-12×R2

(19)

R2=25 kΩ

(20)

5)工作頻率及電感選擇。工作頻率的選擇關系到LED驅動電路的穩(wěn)定性，如果頻率設的過低，可能使得LED輸出電壓紋波變大，頻率設的過高又可能增加MOS管上的功率損耗。根據芯片手冊上給出的工作頻率的要求，設芯片的工作頻率為100 kHz，則周期為10μs，占空比為50%，所以TOFF約為5μs，大于最短關斷時間TOFF(MIN),滿足要求。

由圖3可知，電感電流連續(xù)，系統(tǒng)工作在連續(xù)模式CCM下，在一個周期內電感電流的變化量為0，即TON時刻電感電流的增加量與TOFF時刻電感電流的減少量相等，有

ΔIL(0+)=ΔIL(0-)=IRIPPLE=

2×(Ipeak(IN)-Iavg(IN))=3.34 A

(21)

式中ΔIL(0+)為電感電流增加量，ΔIL(0-)為電感電流減少量，IRIPPLE為電感紋波電流。由電感VCR可知，

(22)

在TON時刻有

VIN-Iavg(IN)×(RL+RDS(ON)+RCS)

(23)

在TOFF時刻有

VOUT+VD-VIN-Iavg(IN)×RL

(24)

式中RL為電感的繞線電阻，RDS(ON)為MOS管的導通電阻，VD為二極管正向導通電壓。算得電感值約為31 H，考慮到開關頻率對系統(tǒng)的影響，取電感值為47 H。

6)電容的選擇。由電容VCR有

(25)

(26)

式中ΔU為輸出電壓紋波，設為36 mV，算得電容為208.3 μF，考慮輸出電壓紋波，取電容值220 μF。

2.2 電路性能評估

1)電路損耗計算及占比。MOS管在理想狀態(tài)下是沒有損耗的，但是在實際情況下，在MOS導通時，存在一個導通電阻RDS(ON),因此在實際情況下MOS管的導通損耗為

(27)

式中IOUT為輸出電流，D為輸入輸出占空比。

事實上，當恒流驅動電路的工作頻率大于或等于100 kHz時，MOS管上還有另一個損耗，隨著頻率的增加而增加，這個損耗可表示為

IOUT×(Tr+Td)×fs

(28)

式中Qgs為MOS柵-源電荷，Vgs為MOS驅動電壓，fs為工作頻率，VIN為輸入電壓，Tr和Td是MOS管導通和關斷所需要的時間。

因此在高頻率的工作情況下，MOS上總消耗為

(29)

代入數據得

PS=1.52×23×10-3×0.5+26×10-9×

10-9×100×103≈0.17W

(30)

由式(29)可知，MOS管的開關損耗與它自身的導通電阻和工作頻率有關系，應選擇導通電阻盡量小的MOS管，還要考慮MOS管的高頻特性。電路中選擇的是一個N溝道場效應管IRF3710。通過計算在負載最大電壓和最大功率的情況下(下面的損耗都是在負載功率最大情況下計算得到)，MOS上的消耗為0.17 W，約占總功率的0.47%。

電感在LED恒流驅動電路起能量的存儲和轉移作用時，銅損Pc和鐵損Pi為

(31)

假設電感上的鐵損等于銅損，代入數據可得

PL=1.52×0.26×2≈1.17 W

(32)

由式(31)可知，電感上的功率損耗與它自身的繞線內阻和工作頻率有關，選擇47 μH的繞線電感，代入數據計算電感上的功率消耗約為1.17 W,占總功率的3.25%。

在升壓驅動電路中，當MOS管導通時，二極管起到隔離的作用，一部分是電感的儲能過程，另一部分是電容對負載的放電過程，所以二極管上幾乎沒有損耗。在MOS關斷狀態(tài)下，二極管正向導通，電流流過二極管給負載供電，有

PD=IOUT×VD×(1-D)

(33)

代入數據可得：

PD=1.5×0.7×0.5≈0.525 W

(34)

VD為二極管的導通電壓，由式(33)可知，二極管上的功率損耗與導通電壓和占空比有關，在滿足設計要求的情況下選擇最小的占空比有助于減小系統(tǒng)的損耗。電路中選擇肖特基二極管SS56，正向導通電壓低，且反向恢復時間極短，帶入數據計算的到二極管上的功率消耗為0.525 W,因為電路中放了兩個二極管增強電流能力，所以二極管在電路中的功率消耗約占總功率的2.9%。

通過計算可以發(fā)現，在負載為最大功率36 W情況下，電路中主要功率消耗器件包括開關管、電感、二極管消耗的功率約為2.39 W，占負載功率的6.62%小于10%，所以前面假設電路效率為90%成立。

2)穩(wěn)定性仿真。升壓變換器的輸出電壓高于輸入電壓，在Multisim[8]中給Boost電路建模如圖3所示。輸入電壓為直流12 V，開關管Q1是一個N溝道MOS管IRF3710，D1是一個肖特基二極管SS56，V是一個振幅和頻率可調的方波發(fā)生器，可驅動MOS管的導通與截止，XSC1是一個雙蹤示波器，可觀察電壓波形，U1是一個電壓表。

圖6 Boost電路仿真模型Fig.6 Boost circuit simulation model

以12 V直流為輸入電壓，脈沖信號占空比為50%，頻率為10 kHz時輸出電壓仿真波形為圖7(a)；占空比為50%，頻率為100 kHz時輸出電壓波形為圖7(b)；占空比為40%，頻率為10 kHz時的輸出電壓波形如圖7(c)所示；占空比為40%，頻率為100 kHz時的仿真波形如圖7(d)所示。圖中橫坐標代表時間，單位是ms，縱坐標代表電壓，單位是V。通道A是脈沖信號波形，通道B是輸出電壓波形。當占空比為50%時，達到穩(wěn)態(tài)后，輸出電壓穩(wěn)定在24 V，當占空比為40%，達到穩(wěn)態(tài)后，輸出電壓穩(wěn)定在20 V,滿足式(11)中輸入電壓、輸出電壓和占空比之間的關系。脈沖的頻率對輸出電壓波形的影響使得系統(tǒng)達到穩(wěn)態(tài)的時間不同，并且輸出電壓紋波不同，脈沖頻率為10 kHz時，輸出電壓紋波較大，而100 kHz工作頻率下，電壓紋波較小。仿真實驗結果表明，Boost電路具有穩(wěn)定的輸出，能夠滿足獨立光伏LED驅動電路的設計需要。

圖7 Boost電路穩(wěn)定性仿真結果Fig.7 Simulation results of Boost circuit stability

3 驅動電路整體工作效率的實驗研究

為了驗證獨立光伏LED驅動電路設計方案的可行性，并測試負載的功率和串并聯(lián)方式對驅動電路效率的影響，結合上述參數的計算以及功率損耗的分析，選擇合適的元器件，搭建了如圖8所示的實驗樣機。輸入DC12 V用數字電源實現，控制核心為前面所述研制的LED驅動板，實驗結果用LED指示，燈板采用單顆為1 W的LED燈珠串并聯(lián)組合而成。將已焊好單顆燈珠的鋁基板整齊的排列在一塊大鋁板上，并用導熱硅脂將排列整齊的LED鋁基板粘在大鋁板上，這樣制作的LED燈板具有如下兩個優(yōu)點：①可以隨意更改LED燈板的串并聯(lián)組合，用一塊燈板就可以做多組測試，方便實驗。②具有良好的散熱性，保證LED燈在工作時不受溫度的影響，使得測試的結果更加精確。

圖8 實驗樣機照片Fig.8 Photographs of experimental prototype

針對獨立光伏LED驅動電路設計指標，從輸入12 V到最大輸出24 V的升壓過程，因此分別測試了負載串聯(lián)從5串到8串、并聯(lián)從7并到9并驅動電路的工作效率；并測試了負載在不同串并方式下，負載功率分別為10 W、20 W、30 W驅動電路的工作效率。實驗測試數據主要有輸入電壓、輸入電流、輸出電壓和輸出電流，并通過計算得到系統(tǒng)的工作效率，實驗測試的結果如表1～表3所示，所有實驗數據取小數點后兩位有效數字。

表1 負載為10 W系統(tǒng)工作情況

表2 負載為20 W系統(tǒng)工作情況

表3 負載為30 W系統(tǒng)工作情況

上述實驗結果表明，優(yōu)選了電路元件參數的Boost電路，隨著負載LED并聯(lián)顆數的增加，輸入電流幾乎保持不變，輸入電壓稍有一點點波動，似乎對整個驅動電路的工作效率影響也不大。具體來說，如果負載并聯(lián)較多，在負載燈板上的線損將會增加，這種情形下整個驅動電路的效率降低；串聯(lián)LED顆數對系統(tǒng)的效率也有一定的影響，并聯(lián)顆數相同的情況下，串聯(lián)顆數小，整個驅動電路的效率更高。另外，在負載LED串并顆數相同情況下，負載總功率小，電路整體工作效率高，比如負載為10 W時，5串燈頭的驅動電路工作效率可以達到92.42%，而8串時卻降低到88.05%。因此在設計LED燈頭時，一旦Boost電路和驅動電路優(yōu)選參數確定后，LED串聯(lián)顆數較少時有助于提高驅動電路的工作效率。同時在比較不同功率負載下整體電路的工作效率時發(fā)現，盡管負載額定功率為10 W、20 W、30 W時系統(tǒng)的工作效率都很高，但負載功率為30 W較接近Boost電路最大輸出功率36 W時，對于全部串并形式測試，發(fā)現電路整體工作效率高，均可達到90%以上。

4 結論

本文基于Boost拓撲提出了獨立光伏LED路燈驅動電路設計方案，并依據負載LED的性能要求給出了Boost電路的優(yōu)選參數，在此基礎上分析了電路中功率損耗因素以提高電路工作效率方法，給出了電路穩(wěn)定性仿真結果。選擇合適的元器件搭建實驗樣機，通過實驗對驅動電路的整體工作效率進行了測試。實驗結果表明，給出的獨立光伏LED驅動電路在工作過程中LED燈頭無頻閃，驅動電路系統(tǒng)具有高穩(wěn)定性和高效率，尤其在負載功率為30 W時，全部測試表明驅動電路整體工作效率在90%以上。電路設計的研究相關成果實際應用與獨立光伏LED照明產品效果卓越。