電致發光屏的低損耗開關電源驅動技術研究

猶元彬，何志毅

(桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西 桂林 541004)

引言

在當前LED作為主流照明光源的技術背景下，電致發光(EL)器件為輕薄面光源、柔性可彎曲的特點，同時材料制備技術成熟，亮度高、壽命長和工作溫度范圍廣[1]，可制成面光源鋪貼于彎曲表面，也可制作成連續的線狀光源，適用于室內外裝飾標識和廣告等照明，顯示出與LED光源不同的特色[2]。采用粉末電致發光材料易于制作成無機電致發光器件，可用于照明領域，具有與LED光源不同的電氣特性，需要交流高壓驅動。在設計時除考慮驅動電路和負載電致發光屏的電氣參數之外，還應對這種新型照明光源的電學特性及其驅動電路之間的匹配予以重視。

無機粉末電致發光器件結構為發光粉薄層包夾在兩側的介質膜和電極層之間，在兩側電極層所加的電場作用下發光層內部電子被加速后碰撞發光中心發出可見光[3]。因此電致發光屏表現為容性負載，對它驅動的交流開關電源電路中，晶體管由截止到導通的開關切換期間對電致發光屏充/放電的瞬間電流就會很大，可達到幾十到100 A的電流，造成晶體管開關損耗大溫升高，也很容易燒毀開關晶體管，因而散熱條件要求也很高，開關電路的可靠性因此難以保證。市場上一般驅動電源都需要采用風冷散熱，造成了功耗較大、體積龐大和外殼設計復雜難以防水等弊端。本文提出在開關電源輸出回路上加一個延遲導通電路，避免晶體管的異常發熱問題，降低晶體管的開關損耗并提高開關電源電路的可靠性。

1 實驗原理

圖1所示是半橋開關電路，其晶體管一般采用輸入阻抗高便于控制的MOS管，在開關電路中晶體管功率損耗為其電流電壓乘積，所以在關斷(電流很小)與開通(壓降很低)兩種狀態下晶體管的功率損耗都比較小。但在關斷與開通的切換過程需要一定時間，在這切換期間晶體管同時承擔一定的電壓和電流，這個時候的功率損耗是比較大的，也稱為開關損耗[4]，包括開通損耗(turn-on loss)和關斷損耗(turn-off loss)。尤其是開關電源電路的負載呈容性的情況下，對電容性負載快速充放電的電流很大，這樣造成的晶體管的開關損耗就更大，表現為漏極電壓還未下降到接近于0的低阻導通狀態就有很大的一個電流尖峰通過，這樣造成晶體管的開通損耗比純電阻負載時明顯增大。

圖1 半橋開關電路Fig.1 Half-bridge switching circuit

因此設計在開關電源輸出回路上加一個延遲導通電路，使輸出電流在開關電源電路中的晶體管完全導通電壓降低后再通過，可降低大電流通過晶體管的開關損耗。同時也適當控制延遲時間，不超過開關電源電路晶體管的當前導通時間，否則對負載就沒有輸出。延遲導通開關采用可控硅，其開關損耗比較小，即使開關損耗轉移到了延遲導通開關上，整體上也降低了開關損耗并提高了開關電路的可靠性。

2 延遲導通電路

開關電路中晶體管開關損耗是由于晶體管開關過程中有限的電壓變化率即壓擺率，造成晶體管同時承受一定的電壓和電流，兩者乘積的積分為功率損耗，所以在開關切換期間通過大電流的損耗很大。如果能夠控制在晶體管完全導通后承受接近于0的較低壓降下電流通過，那么可大幅降低晶體管的功率損耗。

為了降低半橋驅動電路中晶體管的開關損耗，設計在開關電源輸出與負載之間加入一個延遲導通電路，其作用是延遲電流滯后一個合理時間，使開關電源電路中的晶體管完全導通處于低阻狀態時再允許對容性負載充放電的瞬間大電流通過，由此避免晶體管在關-開切換期間大電流通過造成開關損耗過大，也就是減小開通損耗。

常用的開關控制元件為可控硅，借助參考了白熾燈調光控制雙向可控硅導通角的延遲觸發電路[5]，雙向可控硅的觸發電流一般在毫安量級，但白熾燈調光電路工作在市電的50 Hz頻率，允許RC積分電路延遲時間較長，驅動電致發光屏的開關電源工作在1 kHz左右，需要較快時間觸發。采用觸發電流較小的單向可控硅可允許較小的觸發電容C，從而在小電流通過時達到較快的RC積分時間。雙向可控硅的觸發電流比單向可控硅大，如果采用雙向可控硅則RC電路需要較大的觸發電容C和較小的充電電阻R，結果會造成RC電路充電電流過大、電功率損耗嚴重。因此，采用兩個RC延遲控制單向可控硅導通電路正反向并聯，進行交流電流的雙向控制，如圖2所示。當開關電源在任一方向上有輸出電壓后，例如電壓為上端為正下端為負，積分延遲電路為R2-C1，輸出電壓通過電阻R2對電容C1充電，經過一定積分時間后C1的電壓逐漸上升超過觸發管DB31的導通電壓對可控硅D1的門極放電，觸發可控硅D1延遲導通，經過負載的電流才能通過。將電阻R2并聯一個二極管D2以導通反向電流減少電阻R2的功耗。同時R1在反向交流電壓下起到限流作用，防止通過可控硅Q1門極-觸發管DB31電流過大，電容C1電壓達到觸發管DB31的轉折電壓(一般在28～36 V)直接通過二極管D1放電觸發可控硅Q1。對于Q2、R4、C2等構成的另一電路單元工作方式相同，控制方向相反，形成雙向延遲控制。

圖2 延遲導通電路Fig.2 Delay conduction circuit

實驗測試延遲導通電路的作用，負載為1 260 cm2的電致發光屏，電流波形測量中所用的電流取樣電阻采用貼片式無感電阻[6]，測量電流電壓波形所用示波器為Tektroix-TDS1002，該示波器可以插入U盤存儲波形數據。實驗測得驅動電路中晶體管的漏極電壓、電流波形如圖3所示。圖3(b)中電流波形左側出現一個小尖峰脈沖，這是由于晶體管由截止迅速導通的瞬間電壓變化激勵起來的，通過MOS管的電流應為后面一個更高的尖峰脈沖，也就是實際電流發生從右上方橫向拉寬后波形的虛線開始。對比兩圖，可明顯發現將電流滯后一個合理時間，在晶體管完全導通呈低阻態時大電流通過，此時的壓降接近于0，因此極大地降低了晶體管的開關損耗并提高了開關電路的可靠性。

圖3 驅動電源開關電路在直接負載電致發光屏(a)和輸出加入延遲導通電路后(b)的MOS管電壓、電流波形比較Fig.3 Comparison of the voltage and current waveforms of the MOS tube of the driving power switch circuit after directly loading the electroluminescent screen(a) and the output after adding the delayed conduction circuit(b)

3 實驗測試和結果分析

實驗中，驅動電源采用半橋開關電路，如圖1所示。由于電路中晶體管開關損耗體現在晶體管的溫升特性上，因此比較延遲電路和電感對驅動電路中的MOS晶體管的溫度影響，反映了晶體管的開關損耗。檢測時將驅動電路中的MOS晶體管與非接觸式測溫槍固定，實時記錄晶體管的溫度值。采用測溫槍每隔1 min就檢測上橋晶體管Q1的溫度，并記錄。在同一實驗環境下，測試了三種電路方案，分別是開關電源輸出直接驅動、串聯加入電感、加入延遲導通電路。實驗測試結果如圖4所示，從實驗測試結果看出直接驅動的情況下溫升較高，且在測試中負載功率稍大MOS光很容易被燒毀。加入電感后有所改善，不過在1 kHz工作頻率下所使用的電感體積較大。而改加延遲導通電路后可以看到大體上溫升還有所降低，穩定在54 ℃左右。表明輸出延遲導通電路能夠有效地降低MOS管的開關損耗。

圖4 在開關電源輸出直接連接負載(a)、串入電感(b)和加入延遲導通電路(c)時，MOS管Q1溫度隨時間變化曲線圖Fig.4 When the output of the switching power supply is directly connected to the load(a), the inductance in series(b) and the delay conduction circuit(c) are added, the temperature change curve of the MOS tube Q1 with time

在以上三種輸出與負載的連接方式下測量到的輸入電功率基本相同，其中電感的作用是限制了電流的快速變化減緩了電流上升過程，從而使得對容性負載充放電的大電流部分錯開了晶體管的開關切換時間，不過仍有部分電流與之重疊。而延遲導通電路則是將整個電流波形滯后錯開，因此在晶體管開關切換期間幾乎沒有電流，從而更有效地降低開關損耗。

4 結論

電致發光屏激勵起的尖峰電流致使晶體管開關損耗大，因此在開關電源輸出回路串入一個電感，可減緩電流的上升，降低大電流與晶體管開關期間的重疊及其功率損耗，而在輸出回路上加入延遲導通電路，使電流在晶體管完全導通之后再通過，可更好地避免晶體管的電壓、電流重疊，從而有效地降低驅動開關電源的損耗，保證驅動電源的可靠性，同時也降低了驅動電源的散熱設計難度，避免了風冷以及因此給外殼設計帶來的麻煩。