如何通過板級接地設計解決電磁兼容問題

彭正紅， 楊春宇

（綿陽市維博電子有限責任公司， 四川 綿陽 621000）

0 引言

隨著電子線路和電子設備的日益復雜化， 以及電磁兼容標準的強制實施， 電磁兼容技術已成為電子產品硬件設計人員必須掌握的基本技術之一[1]。接地是電磁兼容EMC 設計最常用的一種重要手段。EMC 領域所講的接地有別于保護性接地（如防電擊接地、防雷接地、防靜電接地等），是一種功能性接地。人們通常所說的EMC 良好接地就是要求產品接地點與大地（或EMC 測試中的參考接地板） 在EMC 所關心的頻率范圍內做到等電位連接，也就是地線上不存在明顯的壓降[2]。如果在產品設計之初對接地進行重視， 那么就會大大減少產品出現對外電磁騷擾EMI 和抗電磁干擾EMS 問題的概率。 系統的接地方式有浮地、直接接地和電容接地三種方式[3]。 正確的理解和掌握接地本質和靈活運用各種不同類型或形式的接地是成功解決電子電氣產品電磁兼容問題的關鍵。

1 接地的定義和目的

“地”在不同的場合可能特指不同的對象：如產品金屬外殼、安全保護地、屏蔽地、功率地、模擬地、數字地等。隨著電子產品信號速率不斷提高，設備信號回流也被列入“地”的概念當中。

對于EMC 來說，接地是電流返回其源的低阻抗通道這一定義被越來越多的人所認可：我是誰？ （是電流），我從哪里來？ （來自內部信號源或外部干擾源），我要到哪里去？ （通過低阻抗路徑返回到內部信號源或外部干擾源）。接地的目的是為有用信號提供零電位基準。

2 地對EMC 的影響

2.1 地電位差—共模干擾電壓

所有地都具有一定阻抗，電流流經地時，會產生壓降。流經單板工作地中電流主要來自兩個方面： 一是信號回流，另一個是電源電流需要沿工作地返回。 圖1 表示典型電源電路PCB 上共模電壓的產生。 其中0V 是參考接地板或大地，Vnoise 是電流流經工作地時產生的共模噪聲電壓。

圖1 中共模電壓是以直流來計算， 產品內部大部分是高頻干擾，故應按照U= L×di/dt 來計算，電感與地走線粗細、長度、面積、形狀有關。 di 為電流大小變化，dt 為電流變化時間。運行頻率越高，電流變化越快，時間越短，相應產生地線電壓越高。 該共模電壓疊加在差模信號電壓之中，會引起有用信號畸變，造成抗電磁干擾EMS 或對外輻射EMI 問題。

圖1 電源電流傳遞過程中由地電位差產生的共模噪聲電壓

2.2 地串擾問題

兩根不同信號線存在公共地阻抗， 是產生串擾的重要因素之一，其原理及問題解決方式分別見圖2（a）、（b）。單板中主要干擾源包括以容性串擾為主的高dv/dt 信號線數字電路和兼有容性串擾、 感性串擾高di/dt 信號線的高電壓大功率電路。圖2（b）表明解決地阻抗引起串擾的方式是干擾信號地回流信號不流經被干擾信號回流信號地。

圖2 地串擾問題成因及解決方式

2.3 輻射發射—PCB 中的等效天線

信號在PCB 內部傳遞時，會產生兩種輻射機理，差模輻射和共模輻射，分別對應于電磁場理論中的環天線（磁偶極子）和棒天線（電偶極子）兩種天線模型。 單板中芯片電源與地、信號與地間形成的電流回路即環天線，如圖3所示。差模輻射場強計算公式為：E=2.63×10-16×（f2×A×IS）×（1/r）（V/m）。 其中IS為差模電流強度（mA）；A 為差模電流環路面積（cm2）；f 為差模電流頻率（MHz）；r 為測試點距離差模環路距離（m）。 PCB 中信號/電源環路等效為跟磁場相關的環天線，由該場強公式可知，環路面積越大，對外差模輻射越強。 差模輻射通常可以嚴格控制PCB 環路來解決， 實踐中較容易處理。 單板中較大高頻阻抗的地（或信號線回流）通過PCB 較長走線和產品I/O 線纜形成等效棒天線，向外共模輻射，如圖4 所示。 共模輻射場強計算公式為：E=1.26×10-6×IS×L×f /r（V/m）。 其中IS為共模電流 強 度（mA）；L為共模電流路徑長度（m）；f 為共模電流頻率（MHz）；r為測試點距離共模路 徑 距 離（m）。上述天線輻射模型雖是從EMI 角度分析，但從EMS 角度分析其與EMI 性能趨勢是一致的。

圖3 PCB 中環天線

圖4 PCB 中棒天線

3 接地設計關鍵

3.1 降低地阻抗

接地平面一般采用低阻抗材料（如銅、鋁等），且有足夠的長度、寬度和厚度，以保證在所關注EMC 頻段范圍內，其對邊之間都是低阻抗。 金屬外殼產品PCB 與金屬外殼之間通過金屬螺釘、 接地彈片等物理方式進行多點連接，以降低單板信號地阻抗。塑膠外殼產品采用內部增加金屬板與單板地相 連、PCB 單 獨 設計定義一層完整地平面（多層板）、PCB表層地相互交錯并用密集地過孔連接等方式（如圖5 所示）降低地阻抗。

圖5 PCB 表層地相互交錯并用密集過孔連接以降低地阻抗

3.2 減少環路面積

3.2.1 傳統電路理論

邊沿較緩梯形波（普通低速數字信號）、低頻模擬信號，因帶寬小，用集總式、理想模型，按傳統電路理論分析信號及其回流：源正極→信號進線→負載→信號回線（信號地）→源負極， 如圖6電源走線所示。此方法即可分析出其環路面積大小。

圖6 低速信號與參考地所圍面積

3.2.2 傳輸線理論

圖7 傳輸線模型

圖8 高速信號在走線上的傳輸方式

邊沿陡峭梯形波（高速信號），因帶寬大，應按分布式、非理想模型，按傳輸線理論分析信號及其回流，其模型及信號傳輸方式分別見圖7 和圖8。 傳輸線模型中，激勵信號（邊沿陡峭梯形波）激起電場和磁場，變化的電場產生磁場，變化的磁場又產生電場，電磁鉸鏈向前傳播，建立電磁場的位置隨著時間向前推移。能量傳播中電流環路方向和電流傳播方向相互獨立。 為讓信號能量完整正確傳遞，須使其邊沿在任意一小段走線感受到與鄰近平面分布式電容和信號路徑及返回路徑間回路電感保持不變。 此環路面積為信號走線與鄰近參考平面間所圍矩形， 其大小決定了抗電磁干擾性能：面積大，越容易受干擾，反之則越不易受影響。

3.3 不同地之間的處理

PCB 中分地是為控制各區域功能電路回流沒有經過敏感電路（如低電平模擬電路和射頻電路等區域），以解決不同電路間可能出現的自兼容問題。 分地應注意不同地之間耦合和跨分割兩個問題。

3.3.1 地耦合

單板中電氣隔離器件（如光耦、變壓器等）或物理隔離器件共模電感均應注意隔離前后不同地間高頻耦合問題， 防止不同地間因分布參數過大使得外部電磁干擾更易進入內部電路或內部電磁騷擾更易對外輻射。 圖9 給出了避免地耦合問題措施實例： 接口地敷銅不能延伸到內部數字地區域。

圖9 避免地耦合措施實例

3.3.2 數字地模擬地設計

數字電路地與模擬電路地采用 “分區但不完全分割地”形式， 即保證兩者間信號回流暢通， 在被分割地間進行單點連接，形成兩個地間的連接橋，然后通過該連接橋布線，數字電路域模擬電路地之間通過多點電容連接。

分地設計為獲得滿意的串擾抑制期望，應按圖10 所示正確方式布局連線，避免出現錯誤方式。①信號及電源回流，不能跨分割，即從模擬/數字電路區域通過兩個地之間的連接橋進出數字/模擬電路區域的信號前，不能先跨越到對方區域后折返回本區域再進入連接橋； ②不同地間不能加高阻器件，特別是磁珠（因在高頻呈現高阻）；③不同地間投影面積不能重合，須有一定間距區隔，否則會出現地耦合問題；④相同屬性元器件、布線、電源、地應在同一投影面內； ⑤對通過連接橋上的電源和關鍵信號所用濾波磁珠位于地分割帶連接橋上正中央位置， 磁珠兩邊均分別增加對地濾波/去耦電容。 該方法也適用其他分地情形，如射頻地與數字地、功率地與模擬地等。

圖10 分地設計布局

4 接地設計實例

某金屬外殼通信產品，內部背板和插板采用插針。在進行ESD 接觸放電±6kV 時，出現復位和LED 閃爍異常，不符合GB/T 17626.2 靜電放電抗擾度測試性能判據A要求。 同時輻射發射測試也不能通過GB 4824 B 類限值要求，其輻射測試結果如圖11 所示。

圖11 輻射發射測試結果

對PCB 檢查發現如下接地問題：插板模擬地、數字地分地后， 包含復位信號在內的多根數字信號走線跨分割， 且路徑過長， 部分沒有伴地設計； 插板與背板相連GND 插針因串聯等效電感ESL 造成地阻抗高，有棒天線模型輻射發射風險，具體如圖12 所示。 整改措施：大幅縮短上述關鍵信號走線長度， 并保證其始終位于數字地區域內。數模互聯信號在地分割帶合位置橋接，并嚴格按圖10 正確方式進行濾波布局。 采用螺釘或金屬卡子實現插板與背板穩固連接，顯著降低互聯地阻抗。產品整改后重新進行ESD 測試，不再出現復位和LED 閃爍異常。RE 測試也順利通過，其測試結果如圖13 所示。

圖12 互聯地插針阻抗引起輻射

圖13 整改后輻射發射測試結果

5 結束語

接地是EMC 設計的重要手段，接地阻抗和環路面積控制是其關鍵。正確理解EMC 接地方法和實質有利于我們在板級設計中以更低成本獲得更好的EMC 性能。