50 kW大功率霍爾電推進PPU陽極電源設計

吳佳芮，周昂揚，魏吉文，王乃增，楊 旭，成渭民，宋 丹

（1.西安交通大學電氣工程系，西安710049；2.西安微電子技術研究所，西安710054）

1 引言

航天推進系統作為航天器的動力系統，利用其攜帶的工質，依靠反作用力原理為航天器軌道修正、軌道轉移、軌道保持、位置保持、交會對接、姿態控制提供力和力矩［1］。根據能量來源和轉換方式的區別，航天推進系統可分為化學推進系統、電推進系統和激光推進系統等［2］。

作為電推進系統的心臟，電源處理單元（Power Processing Unit，PPU）主要具有功率轉換、功率管理和智能控制功能。PPU通過對一次母線電源進行分配、控制，經高頻隔離變換、濾波后給電推進器提供多路特定的高電壓和大電流［3］。PPU在電推進系統中起重要作用，直接影響著電推進系統工作的穩定性和可靠性，決定著電推進系統對深空探測器主推進、空間站和大中型地球同步軌道（Geosynchronous orbit，GEO）［4］衛星軌道轉移功能的實現。

為了進一步提高航天器的推力以進行深空探測、載人航天等任務，需要增加電推力器的功率。根據能量守恒定律，隨著電推力器所需功率的增加，PPU提供的能量也需要大幅增加。陽極電源作為PPU中最主要的部分，其功率占PPU的90%以上。因此，有針對性地預先開展大功率（10～50 kW）PPU包括陽極電源技術的研究具有非常重要的戰略意義。

國外對電推進PPU的研究已經比較深入：Bozak等［5-6］研究了高輸入電壓基于碳化硅的PPU系統，其中陽極電源最大輸出功率可達到15 kW；Soendker［7］采用了一種3條通道組成的霍爾電推進器，由內向外功率分別為15 kW、30 kW、55 kW，分別由3個陽極電源模塊供電，總功率達到100 kW；俄羅斯、歐洲也很早開始了大功率的霍爾推進器的研究，功率均能夠達到20～30 kW以上；其中俄羅斯研究的功率最高的霍爾推進器其功率達到140 kW［8］。

而國內對10～50 kW的霍爾電推進技術有一定的研究基礎，2017年上海空間推進研究所完成了10 kW的霍爾推力器的研制［9］，但針對大功率的霍爾推進器研究還較少。針對未來載人航天或深空探索的任務，亟需開展10～50 kW以上的大功率PPU技術研究。

本文提出一種50 kW的陽極電源解決方案，采用前級LLC、后級Buck的兩級拓撲結構實現大功率的電能輸出；同時針對兩級拓撲結構提出一種新的控制方法，提升電源的效率。

2 總體方案

2.1 電源拓撲選擇

陽極電源的最大輸出功率為50 kW，輸出電壓調節范圍為300～2000 V，根據該指標提出4個功率電路方案：倍壓全橋方案、對稱全橋方案、雙移相全橋方案和兩級拓撲方案。

2.1.1 倍壓全橋拓撲

采用10個電源模塊組成整個電源系統，所有電源模塊輸入并聯、輸出并聯。單個電源模塊輸出電壓為300～2000 V，輸出電流為2.5～5 A，最大輸出功率為5 kW。單個電源模塊的拓撲如圖1所示。

圖1 倍壓全橋拓撲Fig.1 Full bridge topology w ith double voltage

該拓撲與全橋拓撲的不同在于多了一個切換開關S，以實現倍壓輸出的效果。工作模式如下：

1）當工作在恒流段時，輸出電壓為300～1000 V，此時令切換開關S斷開，該拓撲就完全變成了全橋拓撲。輸出電壓滿足式（1）。

2）當工作在恒功率段時，輸出電壓為1000～2000 V，此時令切換開關S閉合，圖1中的二極管D4承受反壓而一直處于關斷狀態。在一個開關周期中令S1、S4的占空比為D。于是輸出電壓為式（2）。

由于占空比0≤D≤0.5，因此當輸入電壓為90 V時，輸出電壓只能在1000～1500 V的范圍內調節。并且在0.5Ts≤t＜（0.5+D）Ts時段，電容C2上的電壓迅速沖到nVi，瞬時電流很大。

2.1.2 對稱全橋拓撲

為防止倍壓全橋拓撲中的電容C2迅速充電而產生的瞬時大電流，可以將圖1中的電感分開放置，倍壓全橋拓撲就變成了對稱全橋拓撲，如圖2所示。其工作模式如下：

1）當工作在恒流段時，輸出電壓為300～1000 V，此時令切換開關S斷開，該拓撲也完全變成了全橋拓撲。輸出電壓和變壓器變比為式（3）。

2）當工作在恒功率段時，輸出電壓為1000～2000 V，此時令切換開關S閉合，在一個開關周期中令S1、S4的占空比為D。于是輸出電壓為式（4）。

圖2 對稱全橋拓撲Fig.2 Symmetric full bridge topology

該拓撲在恒流和恒功率狀態下輸出電壓表達式完全相同，無法通過改變切換開關S的狀態來實現倍壓輸出。

2.1.3 雙移相全橋拓撲

雙移相全橋拓撲如圖3所示，紅色全橋與藍色全橋對應開關管（例如S1與S5）之間的移相角為α，每個全橋內對應開關管（例如S1與S4）之間移相角為β，所有開關管的占空比都為50%。

圖3 雙移相全橋拓撲Fig.3 Double-phase-shifted full-bridge topology

移相控制的基本思路是：在恒流段，輸出電流比較大，令α=180°，則2個變壓器的副邊并聯，通過調節β來改變輸出電壓；在恒功率段，輸出電壓比較大，令β=0°，通過調節α來改變輸出電壓。推導可得：

1）恒流段。移相角β與輸出電壓的關系可用式（5）表達。

取開關頻率為200 kHz，通過Simulink仿真驗證移相角β與輸出電壓的關系，仿真結果如表1所示，仿真結果與式（5）極為吻合。

表1 移相角β與輸出電壓的關系Table 1 Relationship between phase shift angleβand output voltage

2）恒功率段。移相角α與輸出電壓的關系可以用式（6）計算。

取開關頻率為200 kHz，通過Simulink仿真驗證移相角α與輸出電壓的關系，仿真結果如表2所示，仿真結果與式（6）極為吻合。

表2 移相角α與輸出電壓的關系Table 2 Relationship between phase shift angleαand output voltage

通過以上分析可以發現：此方案滿足設計指標，也可減小變壓器的容量，但是在恒流段，兩整流橋并聯輸出，若2個變壓器二次側電壓稍有不同，則會有電流不均問題，導致二次側電流只從一個整流橋流過，影響電路正常工作。

2.1.4 兩級拓撲

兩級拓撲由前級LLC拓撲和后級Buck拓撲構成，如圖4所示。前級LLC拓撲實現隔離保護和升壓的功能，將輸入電壓升到2000 V母線電壓。后級Buck拓撲實現降壓的功能，將2000 V母線電壓降到300～2000 V輸出電壓。

圖4 兩級拓撲Fig.4 Two-stage topology

由于功率較大，因此前級后級都由若干電源模塊串聯組成，接下來對前級和后級的模塊數進行評估，前級LLC拓撲采用全橋整流，二極管承受的反壓為式（7）。

式中：VFD為前級二極管承受的反壓，V；VBus為母線電壓，V；F為前級模塊的數量。

后級Buck拓撲中二極管承受反壓為式（8）。

式中：B為后級模塊的數量。

前級模塊數量與后級模塊數量必須滿足式（9）。

因此，前級與后級模塊數的可能情況如下：

1）B=1，VBD=2000 V，此時市面上所有二極管都無法滿足耐壓要求。

2）B=2，VBD=1000 V，此時必須選擇1700 V的SiC SBD。市面上耐壓達到1700 V的SiC SBD最大電流為25 A，而后級二極管在恒流段要流過50 A的電流，因此無法滿足要求。

3）B=3，F=3，前級3個模塊，單模塊功率16.7 kW，變壓器不易設計，開關管不易選擇。

4）B=3，F=6，前級6個模塊，單模塊功率8.33 kW，變壓器容易設計，開關管容易選擇。

因此，最終選擇前級6個模塊，后級3個模塊，其詳細結構如圖5所示，所有LLC子模塊的輸入并聯接到90～110 V輸入母線，每兩個LLC子模塊的輸出串聯作為后級Buck的一路輸入。每個LLC子模塊的輸出電壓為333.33 V，Buck的每路輸入電壓為666.67 V。

圖5 兩級拓撲的詳細結構Fig.5 Detailed structure of a two-stage topology

根據4種拓撲結構的詳細分析，總結4種拓撲結構的優缺點如表3所示，最終通過對比選擇兩級結構作為陽極電源的拓撲結構。

表3 4種拓撲結構分析Table 3 Analysis of four topological structures

2.2 兩級結構的優勢

兩級結構解決陽極電源的特殊負載特性造成對電源容量的影響，同時解決寬輸出電壓調節范圍的問題。在第一級DC-DC變換器后再設置一級DC-DC變換器，可以適應負載對不同輸出電壓、電流的要求。該方案不僅可以滿足負載曲線，而且可以根據設計要求選擇不同的調壓方案，靈活方便，輸出串聯，無均流問題，兩級結構中前級LLC拓撲實現隔離保護和升壓的功能，將輸入電壓升到2000 V母線電壓。后級Buck拓撲實現降壓的功能，將2000 V母線電壓降到300～2000 V輸出電壓。因此將整個50 kW的陽極電源模塊化，而將陽極電源模塊化之后有以下3點優勢：①較小功率的子模塊電源相比于單個50 kW陽極電源更容易實現，可選器件更加豐富，能夠實現更高的效率和功率密度；②由于MOSFET的漏源耐壓限制，多模塊的串聯方案能在現有的技術下達到更高的輸出電壓等級；③通過對前后級模塊的啟停進行控制，在低輸出電壓、低輸出功率的工況下，可以達到更高的效率。

3 兩級結構的控制策略

該陽極電源具有寬范圍輸出電壓的特點，在6個前級LLC電源模塊同時工作的工況下，中點母線電壓為2000 V，若此時要求輸出電壓300 V，則后級三輸入Buck變換器的占空比僅為15%。由于Buck變換器的效率和開關器件占空比成正比，故需要避免三輸入Buck變換器工作于低占空比。通過配置前級LLC電源模塊的工作個數，可以降低母線電壓，從而提升后級三輸入Buck變換器的占空比，提升后級效率。與此同時，適當減小前級LLC電源工作個數，能夠減小前級總損耗，進一步提升整機效率。前級LLC電源模塊工作個數受輸出電壓和輸出功率影響，工作的前級LLC電源模塊個數應使得中點母線電壓不低于輸出電壓，前級總功率不低于輸出功率。以此為原則，初步配置策略如表4所示。

表4 前級LLC電源模塊個數下限配置表Tab le 4 M inimum configuration of the number of power modules in the front LLC

通過對后級三輸入Buck變換器進行電路數學建模，得到表4配置策略下的后級效率，以輸出電流25 A為例，不同輸出電壓下，各配置策略的效率曲線如圖6所示。分析效率曲線可知，盡可能少的前級LLC電源模塊有利于實現更高的后級變換器效率，該結論對全范圍輸出電壓都成立。經過驗證，對于不同的輸出電流，該結論也成立。

圖6 輸出電流為25 A時，各配置策略效率曲線圖Fig.6 Efficiency curves of each configuration strategy when the output current is 25 A

通過上述分析，在滿足輸出電壓和輸出功率的前提下，應配置盡可能少的前級LLC模塊電源工作個數。但基于已經設計完成的電路參數，在2個2路和4個2路的配置策略下，存在輸出電壓紋波超過設計指標的情況，故需根據輸出電壓紋波指標對配置策略進行進一步修正。

電感電流連續下，輸出電壓紋波可表示為式（10）。

電流斷續模式下，輸出電壓紋波可表示為式（11）。

式中，TN為等效開關周期，Ion、Ioff分別為SiC MOSFET開通電流和關斷電流，d1、d2分別為電流斷續模式下，電感電流上升和下降所對應的占空比。得到修正后的配置策略如圖7所示。由于存在輸出定壓和輸出電流3個變量，故通過等高線圖表示配置策略。前級LLC模塊電源個數配置策略后的后級三輸入Buck變換器的效率圖如圖8所示。

圖7 前級LLC電源模塊個數配置圖Fig.7 Configuration diagram of the number of power modules in the former LLC

圖8 后級三輸入Buck變換器效率圖Fig.8 Efficiency diagram of back-stage three input Buck converter

4 試驗驗證

搭建試驗平臺，輸入采用西安愛科賽博有限公司的光伏直流源；示波器為Tektronix公司的混合域示波器MDO4054C，另配合Tektronix500 MHz電壓探頭TPP0500B、50 MHz高壓差分探頭P5200A和150 A交直流電流探頭TCP0150。輔助電源采用艾德克斯電子有限公司的IT6302，萬用表采用FLUKE公司的17B，鉗式電流表采用UNI-T的UT204。負載為功率滑線變阻器，試驗過程中采用風扇進行風冷散熱。制作前級LLC諧振變換器和后級Buck變換器，組裝成完整的50 kW陽極電源結構來驗證兩級結構的合理性，并且制造出一種大功率的電推進電源，進一步實現深空探索。制作的LLC諧振變換器結構如圖9所示。Buck變換器的試驗樣機如圖10所示。

圖9 單個LLC隔離升壓模塊試驗樣機Fig.9 Experimental prototype of single LLC isolation boostmodu le

圖10 單個Buck變換器模塊試驗樣機Fig.10 Experimental prototype of single Buck converter module

前級LLC子模塊的測試波形如圖11所示。輸出功率8 kW時的柵源電壓VGS、漏源電壓VDS和諧振電流Ir的試驗波形如圖11所示，與第三章的理論分析相符。根據VGS和VDS的波形可知，實現了ZVS。諧振電流Ir的波形表明LLC電源模塊的開關頻率在諧振頻率附近，驗證了設計的前級升壓模塊參數正確，滿足升壓需求。

圖11 前級輸出功率8 kW時的波形（橫軸2μs/div）Fig.11 W aveform at 8 kW output of the front stage（horizontal axis 2μs/div）

后級三輸入BUCK變換器模塊的測試波形如圖12所示，前級3個子模塊提供后級的輸入，后級的每路輸入電壓為600 V，設定占空比為40%，此時輸出功率為20 kW，測得上路柵極電壓，漏源電壓和電感電流的試驗波形；后級開關管柵極電壓和漏源電壓的峰值均在器件允許范圍內。電感電流在一個周期中脈動3次，錯相正常且錯相精度控制得較好，電感電流的紋波率較小，驗證了控制策略的可行性。

圖12 后級輸出功率20 kW時的波形Fig.12 W aveform at 20 kW output power of the rear stage

陽極電源兩級輸出時的測試波形如圖13所示，前級6個子模塊均滿載輸出，后級的每路輸入電壓為660 V，輸出電壓為1976 V，輸出功率為48.8 kW。測得后級的輸出電壓、前級的柵極電壓、前級的漏源電壓和諧振電流的試驗波形如圖13所示。試驗波形驗證了設計的整機電源能實現50 kW的大功率輸出要求。

圖13 陽極電源輸出功率50 kW時的波形Fig.13 W aveform at 50 kW output power of anode power supp ly

5 結論

1）本文設計的霍爾電推進電源有功率大、升壓比高、輸出電壓范圍寬的特點，采用6個LLC電源模塊作為前級，單個3重化串聯錯相Buck電源模塊作為后級的兩級結構。前級LLC電源模塊將100 V輸入母線電壓隔離升壓至2000 V，再由后級Buck電源模塊實現寬范圍輸出調壓，從而滿足電推進電源的設計要求。

2）本文提出了工作模塊個數配置策略，通過調整工作模塊的個數來優化驅動電源在低壓、小功率輸出時的轉換效率。工作模塊個數配置策略綜合考慮了整機損耗和輸出電壓紋波率，從而提出了最優配置方案并在輸出功率為20 kW的試驗中得到驗證。