反激式微型逆變器及控制策略

李 濤， 任一峰， 安 坤， 羅 馳

（中北大學電氣與控制工程學院，太原030051）

0 引 言

目前，我國主要發電方式為火力發電，火力發電對化石燃料的需求較高且對環境有著不可忽視的危害。核能發電也有一定占比，但核電極具危險性，而水利與風能發電對環境條件要求較高。對比現有發電方式，光伏發電具有得天獨厚的優勢。

并網逆變器作為光伏陣列和電網的接口，逆變器與電網的能量交互質量對主電網安全穩定運行具有重要影響［1］。以往的光伏發電系統將多個光伏組件串并聯，形成陣列，將能量饋送給單個集中逆變器或幾個并聯串逆變器，存在失配問題［2］。解決這一問題的一個主要方法是在光伏面板上安裝一個模塊集成的逆變器，稱為“交流模塊”，即微型逆變器［3］。

傳統的微型逆變器多采用BCM／DCM混合電流峰值控制法［4］，存在單位功率成本高和輕載諧波率高的問題，本文在改進的硬件拓撲結構上采用實時數字控制法。光伏系統被遮擋時，陰影條件使得光伏陣列表面受到不均勻的光照強度，極易對光伏陣列運行產生不利影響［5］。就此問題本文在實時數字控制策略的基礎上提出改進型梯度變步長擾動觀測MPPT算法。

1 微型逆變器電路拓撲結構

光伏并網發電系統常用的結構主要有集中式逆變器結構、串型逆變器結構、多重串型逆變器結構、集成式逆變器結構和橋級聯逆變器［6］。

為降低微型逆變器單位功率的成本，結合多重串型逆變器和集成式逆變器的優點，改進現有的雙級式并網逆變器，采用兩路光伏輸入。反激部分為主從交錯并聯，采用數字實時控制法，經過反激變換整流得到2倍于工頻的正弦半波；之后并聯到H橋，芯片輸出SPWM控制H橋開關管交錯開通；再通過LC濾波得到高質量正弦并網電流。交錯并聯反激逆變器原理結構如圖1所示。

圖1 交錯并聯反激逆變器原理結構

采用主從交錯并聯后，變壓器的峰值功率可以成倍減小，進而減小變壓器體積，降低磁芯損耗；另一方面，采用交錯并聯方案后，副邊等效開關頻率可以成倍提高，減小輸出濾波器的體積，以及減小輸出電流高頻紋波［7］。

2 實時數字控制策略

2.1 電流峰值控制法

根據變壓器激磁電流的導通方式，可將反激逆變器的工作模式分為電流連續導通模式（CCM），如電流臨界連續導通模式（BCM）；電流斷續導通模式（DCM）。

當反激變流器工作于BCM或DCM模式時，其輸出具有電流源特性，可采用一個電流基準作為原邊電流峰值的包絡線，即采用電流峰值控制，將反激變流器的輸出電流的平均值調制成正弦半波形狀［4］。DCM和BCM模式下電流峰值控制如圖2所示。

圖2 電流峰值控制

DCM模式開關頻率固定、控制簡單、輕載損耗小，但重載損耗大，功率密度低；BDM模式變頻控制較為復雜，輕載損耗大，但功率密度高，重載損耗小。可采用BCM／DCM混合控制，根據輸出功率切換工作模式。半工頻周期內各控制信號如圖3所示。

圖3 半工頻周期內各控制信號

2.2 實時數字控制法

在變壓器一次側勵磁儲能時，除了勵磁電感Lm的能量外，還有一部分為漏感Lk的能量和開關管等效電容COSS的能量。為解決此問題，本拓撲結構引入了有源鉗位電路，實現漏感能量無損吸收回饋［8］。另外，在開關管開啟前使用準諧振（QR）技術處理寄生電容儲存的能量，并且做到零電壓開通［9］。

功率轉換電路在重載時的效率由半導體和磁性元件的傳導損耗決定，而其輕載效率主要由開關損耗、變壓器核心損耗和半導體開關的驅動損耗決定。但在以往的控制策略中對準諧振時間考慮不周，較長的準諧振時間可能會導致諧波率的上升。

根據伏秒平衡原理，開通與關斷關系為

變壓器一次側和二次側的能量傳遞遵守能量守恒原則。有以下關系，EM為磁化電感中的能量；E0為傳遞到電網的能量，可近似認為傳遞到2次的能量；EC為儲存在等效電容中的能量，

E0可由輸出功率PO在一個開關周期內積分算出，約等于時間函數乘輸出功率，即

輸入電網的功率為

在開關管開啟前有一段延遲時間，即準諧振時間，為簡單起見，可將其取為一個為諧振周期一半的常數，

開通時間Ton（θ）、關斷時間Toff（θ）及開關周期TS（θ）計算公式如下：

考慮到開關等效電容COSS，在開關關斷后，儲存在勵磁電感中的能量一部分傳遞到二次側；一部分儲存到COSS中。二次側整流二極管關斷，直到COSS兩端電壓達到可表示為

漏感Lk與二次側磁化電感Lm及一次側激磁電感Lp的關系為

式中，?為范圍從0～1的耦合系數。

二次側磁化電感儲能為

綜合式（4）、（9）、（10）和（11）可得：

通過式（13）、（14）可以在BCM和DCM模式下精確計算開啟時間，這在數字控制芯片運算能力顯著提高的今天已經不是問題。而在關斷時，BCM依然采用QR信號關斷，DCM固定頻率關斷。

開啟時間公式中LP、?、N、TR為固定值；sin2θ，sin θ的值通過儲存在數字控制芯片中的表可查得；輸出功率P0通過MPPT算法可得，輸入電壓upv，柵極U0電壓有效值通過采樣，模擬數字轉換得到，每半個工頻周更新一次。

由于在輕載時，逆變器主要工作在DCM模式下，為了進一步降低諧波率和提高效率，可對DCM的開關模式進行改進。fmax與輸出功率存在著確定關系，如圖4所示。

圖4 fmax與輸出功率關系

DCM中開關頻率的底限受輸出濾波器截止頻率的限制，進入濾波器的電流為正弦波。由于逆變器是作為電流源工作的，所以LC濾波器可以看作是一個低通濾波器來去除電流的高頻部分。濾波器的截止頻率

式中：f為電網頻率；fmax為逆變器的最大開關頻率；Lf為濾波電感；Cf為濾波電容。值得一提的是，這里的濾波電容不易過大，否則會引入更多的無功功率到電網。基于以上分析，可以根據逆變器輸出功率的不同采用不同的fmax。

3 變步長擾動觀測MPPT算法

光伏陣列的輸出功率受太陽光強度以及電池溫度的影響，并且呈現為強非線性關系，因此在某一工作環境下就存在唯一個的最大輸出功率點（MPP）。為了在同樣的日照強度和電池結溫下獲得盡可能多的電能，就存在著一個最大功率輸出點跟蹤（MPPT）的問題［10］。

如圖5所示，無論當下的功率點位于最大功率點兩側的哪一方，當輸出功率越來越接近最大功率點時，PU曲線的斜率均逐漸減小，其斜率為dp／dU，這正是電導增量法的基本思想［11］。

圖5 擾動觀測法原理圖

在追求MPPT精度和速度的矛盾中，隨著數字控制芯片運算速率的提高，將逐步得到解決。觀察式（13）、（14）可以看出，均存在的變量為逆變器輸出功率Po，可以擾動Po使光伏陣列達到最大功率點。綜合電導增量法和擾動觀察法，增加對斜率的判斷，用以改變步長，提出一種變步長擾動逆變器輸出功率Po算法，程序框圖如圖6所示。

圖6 變步長擾動觀測

圖中：a和b為＞0 的常量；采樣U（k）、I（k）可計算出當下光伏陣列輸出功率P（k），結合上一時刻輸出功率P（k－1）與這一段時間的電壓變化，決定逆變器輸出功率Po擾動方向；根據dP／dU的大小確定步長的大小，S1為大步長，可快速到達最大功率點的附近位置；S2為小步長，在接近最大功率點時，用以提高精度逼近最大功率點。

4 主要硬件設計

4.1 控制芯片

反激變流器具有電氣隔離作用，通常稱升壓的前一側為原邊；升壓后的一側為副邊，原副邊各需要一塊控制芯片。

原邊芯片主要負責直流側的相關模擬信號和數字信號的采集、反激變換器原邊開關管的控制、MPPT算法的實現、發電量的計算和副邊DSP的通信等；副邊芯片負責并網電壓的采集，軟件鎖相算法的實現，H橋的控制等［12］。

原邊芯片需要同時具備邏輯控制能力和數字運算能力，這里選擇Freescale的MC56F84766，它是一款32位性能強勁的DSC芯片，基于32位56800E內核，同時具備DSP的數據處理能力和MCU的邏輯控制功能。副邊芯片選取Freescale的K10P48-M50SF0，它是基于高達50 MHz的ARM Cortex-M4內核的DSP芯片。

4.2 驅動芯片

電力電子變換器中觸發、驅動器的電路結構取決于所采用的開關器件的類型，變換電路的拓撲結構和電壓、電流等級［13-14］。本拓撲結構中原邊MOS需要驅動電路將控制器的弱信號轉換成足夠大的驅動電壓，且在開通后有持續的維持電壓，開通與關斷信號輸出反應要快。選取TI公司的UCD7100芯片，是UCD7K家族的一員，數字控制兼容驅動程序。

4.3 解耦電容

光伏電池板輸入端需要加解耦電容以降低光伏電池板的紋波電壓，實現最大功率利用率［15］。紋波電壓公式為

式中：α、β為二階泰勒展開式的兩個系數；KPV是利用因數；PMPP是光伏陣列的最大輸出功率；UMPP是光伏陣列最大輸出電壓。由此可得解耦電容

4.4 反激變壓器

反激變壓器的匝數比關系式為

電網尖峰電壓UPEAK≈311 V，光伏陣列最小輸出電壓UPV＝18 V，占空比Dmax＝0．75，為留有裕量，變壓器匝數比N ＝6［16］。

綜上分析，將主要硬件部分匯總，如表1所示。

表1 主要硬件

5 樣機實驗

根據以上主要硬件及控制策略制作輸出功率為560 W的實驗樣機，如圖7所示。逆變器輸出電流是與電網電壓同頻同相的正弦波，電壓幅值220 V，電流幅值10 A，如圖8所示。

圖7 實驗樣機

圖8 逆變器輸出電流與電壓

功率分析儀上，通道1為第1路輸入數據；通道2為第2路輸入數據；通道3為逆變器輸出數據。兩路輸入功率300 W時，逆變器輸出功率560 W，轉化效率93%以上，諧波率為2．2%左右，如圖9所示。

圖9 560 W諧波率

采用電流峰值控制法，將逆變器調至輕載，如圖10所示。兩路輸入66 W左右，逆變器輸出120 W左右，轉換效率92%，諧波率高達6%以上。采用改進的實時數字控制法，兩路輸入66 W左右，逆變器輸出120 W左右，轉換效率依然是92%，而此時的諧波率僅有5%，如圖11所示。

圖10 改進前120 W輕載諧波率

圖11 改進后120 W輕載諧波率

6 結 語

為降低微型逆變器單位功率的成本，同時解決在輕載條件下的諧波率偏高的問題，本文設計了兩路并聯主從交錯反激逆變器，轉換效率高達93%，諧波率低至2．2%。應用實時數字控制策略對比傳統的電流峰值控制法，輕載時諧波率明顯有所降低。

在今后的光伏并網逆變器發展中，多路光伏輸入與精確的數字控制策略具有主流趨勢，但這同時也增加了硬件方面的壓力，例如變流器件的電壓電流應力，控制芯片的運算速率與精度等。