基于IBIS模型的多路脈沖信號源ADS仿真

周文淵, 呼義翔, 羅維熙, 張信軍， 尹佳輝

(西北核技術研究院 強脈沖輻射環境模擬及效應國家重點實驗室，西安 710024)

0 引言

隨著近年來脈沖功率技術的迅速發展，脈沖功率裝置展現出功率高、裝置大、多臺并聯運行的特點[1]，例如圣地亞國家實驗室的Saturn X-ray accelerator使用了70臺示波器進行數據測量[2]，HERMES III使用了65臺示波器進行數據測量[3]。對多通道數據進行分析時，要求所有數據的開始記錄時刻相同，所以需要多通道同步脈沖信號源進行觸發，觸發信號應具備快前沿和低抖動特點。隨著集成電路設計和制造技術的飛速發展，超高速比較器、高速總線工作頻率以 GHz 為單位不斷提高，故采用有源器件搭建多路脈沖信號源成為可能。

本文設計了一種基于高速比較器的80通道觸發系統，器件間采用LVPECL/PECL差分信號進行連接，最終輸出快前沿的CMOS電平脈沖信號。由于器件間采用高速差分線連接，信號可能存在反射、串擾和地彈等問題，這就對PCB信號完整性設計提出了新的挑戰[4]。在電路設計時利用ADS軟件和輸入輸出緩沖器模型(input/output buffer information specification, IBIS)對整個系統進行模擬仿真，可提前發現系統中信號反射、串擾等問題，并估算系統的抖動、延時和脈沖上升沿參數。IBIS 模型是由 Intel 公司開發，并首先用于PCB板級和系統級的數字信號完整性分析的模型。模型通過“繪制”管腳的V/I和V/T曲線方式描述了器件引腳的行為特性，器件內部保持“黑盒”特性，有利于保護知識產權，因而得到了半導體廠商的歡迎和支持。此外，IBIS 模型的仿真速度快，收斂好，非常適合系統級仿真，所以自誕生以來，IBIS模型仿真得以迅速的發展。1999年，IBIS模型被認定為美國工業標準(EIA/ANS I 656 -A)[5-6]。

1 系統結構及原理

1.1 模型簡介

IBIS是用來描述IC器件的輸入、輸出行為特征和PCB上電路系統的相互作用的模型，其核心思想是將所有器件的I/O描述為Buffer的模型。它不是從元件的結構出發進行定義，而是從元件的行為出發進行定義，描述了器件在特定負載、特定封裝下的輸入/輸出行為，對芯片內部電路延時、邏輯、抖動、功耗不進行描述。圖1為標準輸入輸出IO緩沖器模型[7]。

圖1 緩沖器模型

在IBIS模型中，器件封裝引入的寄生參數由pkg表示，全局寄生參數均值包括寄生電阻R_pkg，寄生電感L_pkg，寄生電容C_pkg，全局參數對器件的所有管腳均適用。對同一類型的管腳，IBIS使用Model來進行描述，Model名稱可以由用戶自己定義，但Model_type必須使用IBIS3.2中規定的模型[8-9]。所有的IBIS模型可大致歸結為兩類：輸入緩沖器模型和輸出緩沖器模型。圖1(a)為輸入緩沖器模型，Power_Clamp和Gnd_Clamp是必須包含的參數，分別代表了正負鉗位二極管電平，而C_comp參數是管腳硅電容值，影響器件的Ramp參數。圖1(b)為輸出緩沖器模型，除了Power_Clamp，Gnd_Clamp以外，還有Pullup和Pulldown參數，即器件的上拉/下拉電平，其C_comp影響器件的Rising Waveform和Falling Waceform參數。

1.2 語法結構簡介

雖然IBIS已經發展到V7版本，但3.2版本仍然使用最為廣泛。圖2是使用Visual IBIS Editor軟件打開一個IBIS文件的界面。該文件描述的是高速比較器ADCMP582CP的輸入輸出特征?！皘”符號用來進行注釋，“[]”內的為關鍵字，可看出，該文件IBIS版本號為3.2，文件版本號為3.0，器件名稱為ADCMP582CP，制造商為Analog Devices Inc公司。接著文件在[Package]字段描述了封裝引入的寄生電阻/電感/電容均值，并在[Pin]字段中對器件所有引腳進行描述，包括所屬模型和每個管腳的RLC寄生參數等。引腳按信號特征被分成term，analog，POWER，input，out_pecl，GND模型，并在后續字段中，分別對這些模型進行描述。

IBIS文件在[Diff Pin]字段中定義了引腳差分對，從圖2(a)中可以看出，管腳2、3是一組差分信號線，[Pin]字段中可以看到，管腳2、3為模擬差分輸入腳。同樣，管腳6、7為輸入鎖存使能腳，管腳10、11為差分輸出腳。在[Series Pin Mapping]中定義了ADCMP582CP兩個差分輸入腳的50 Ω匹配電阻，即腳1、2之間3、4之間內置50 Ω匹配電阻。

圖2 管腳定義

這里以out_pecl引腳為例，說明各參數意義。ADCMP582CP的差分輸出管腳定義如圖3所示。out_pecl字段首先定義了管腳類型為Output_ECL，然后定義了參考電壓為1.3 V，輸出阻抗為50 Ω，輸出電壓均值為2.2 V，管腳寄生電容為0pF。輸出電壓范圍為0～3.3 V，上拉電平為3.3 V(3.135～3.465 V)。在進行了初略表述后，使用6個數據表分別描述了Gnd_Clamp、Power_Clamp、Pullup、Pulldown、Rising Waveform、Falling Waveform參數。其中，Gnd_Clamp、Power_Clamp在-3.3～6.6V時，電流均為0，可能是因為模型測試或制作時，并未獲取該參數。Pullup表中，列舉了上拉電平從-Vcc到2×Vcc情況下，輸出電流由1.77 μA增加到-533 mA，其中負號代表電流流出器件，正號代表流入器件。雖然該電壓范圍超出了廠家在手冊中規定的絕對最大額定值，但是這個范圍覆蓋了信號傳輸過程中可能發生的欠壓、過沖和反射情況，因此，IBIS規定了驅動器建模的電壓范圍為-Vcc～2×Vcc。

圖3 out_pecl定義

圖4為使用Visual IBIS Editor圖形窗口查看PECL輸出管腳的部分V/T和V/I數據。圖4(a)為信號上升波形V/T曲線，可以看出，IBIS文件中，對芯片typcial/maximum/ minimum速度下輸出特性分別進行了描述。在低速時，器件輸出擺幅最大，Vpp≈750 mV，高速時，輸出電壓擺幅最小，Vpp≈250 mV，典型值Vpp≈380 mV。圖4(b)為Pullup管腳的V/I曲線。Pullup曲線是輸出管腳與地(或VCC)之間的電壓與電流關系圖，電流流入器件為正值，流出器件為負值，從圖中可以看出，當輸出信號為正，外部接地時，輸出電流約為230 mA。

圖4 out_pecl管腳V/T曲線及V/I曲線

1.3 ADS仿真及對IBIS的支持

ADS(Advanced Design System)是由安捷倫(Agilent)公司開發的EDA系統仿真軟件，廣泛應用于射頻微波模擬與仿真領域[10]。ADS提供了原理圖仿真、電路板模擬仿真的功能，并支持AC/DC/瞬態分析，提供了圖形化的數據分析界面。操作人員只需拖動器件模塊，編輯器件參數，選擇求解方法即可進行原理圖模擬仿真。

在ADS中，提供了Integrity - IBIS模塊，支持IBIS規范中定義的17種IO模型，并提供了一個通用器件模型，在用戶裝載.ibs文件后，可根據用戶選擇不同的管腳，自動轉換為指定的模型。要注意的是，一個IBIS模型只能表述一種管腳，而同一個器件有輸入輸出等多種類型的管腳，所以需要根據仿真需要，指定一個或多個模型來描述一個器件。器件工作在不同的頻率下時，其管腳V/I曲線也不相同，所以在IBIS文件中，對器件的管腳采用了三組數據進行描述，分別是全速、低速和中等速度，對應了ADS的IBIS模型的max/min/typ參數，所以在裝載.ibs文件時，需要指定器件工作狀態。

2 仿真實驗與分析

2.1 系統構成

通過多路脈沖信號源去觸發多臺示波器系統，需要重點關注多個輸出信號之間的時間延遲和幅值。單次輸出信號間的延遲主要由固定延遲和輸出抖動構成，其中，固定延遲可以通過標定獲得，并可以在示波器軟件中設定延遲參數進行校準。而通道間抖動無法通過標定等技術手段進行規避，所以成為系統重點關注的參數之一。另外，快的脈沖前沿可降低示波器外觸發抖動，一定的電壓幅值可降低干擾帶來的誤觸發。所以，通道間抖動、脈沖前沿時間和幅值是本文中關注的3個技術參數。

脈沖信號源邏輯框架如圖5所示，使用超高速比較器+兩級時鐘扇出buffer+比較器來輸出CMOS電平，實現脈沖信號的整形、分配和輸出。

圖5 脈沖信號源構架

高速比較器采用ADI公司的超快型電壓比較器ADCMP582CP。該芯片采用ADI公司的專有硅鍺(SiGe)雙極性工藝制造，內置小擺幅PECL輸出驅動器，可工作在10Gbps條件下。該芯片傳播延遲180 ps，最小脈沖寬度為100 ps，確定性抖動(Deterministic Jitter, DJ)為10 ps，隨機抖動(Random Jitter, RJ)為200 fs，輸入具有50 Ω片內端接電阻，輸出電平Vpp為400 mV，偏置電壓為VCCO-2 V=1.3 V，3.3 V電壓供電。

第一級時鐘扇出器采用ADCLK944，該芯片是一款超快型時鐘扇出緩沖器，具有100 Ω片內匹配電阻，差分輸入，支持直流耦合LVPECL，具有4個全擺幅的發射極耦合邏輯(ECL)輸出驅動器，將 VCC 偏置到正電源，VEE 偏置到地時，輸出LVPECL(正ECL)，最高工作頻率7 GHz，RJ=50 fs，3.3 V供電。

第二級扇出器ADCLK950也采用硅-鍺(SiGe)雙極性工藝制造，內置10個ECL輸出驅動器，最高工作頻率4.8 GHz，RJ=75 fs，VCC=3.3 V,VEE=0 V。當使用ADCLK944+ADCLK950 兩級扇出時，可得到40路扇出信號。

在信號末端使用LTC6957-3產生脈沖信號。LT6957是低相位噪聲、雙輸出邏輯電平轉換器,該芯片可輸出2路3.3 V同相位CMOS信號，300 MHz工作時，抖動為146 fs，兩個輸出腳間延遲≈5 ps(典型值)。使用以上器件構成的電路總共產生80路脈沖信號。

2.2 高速比較器輸出信號仿真

由于高速比較器輸出信號直接進入信號扇出IC，二者之間距離較短，控制好布線阻抗后，串擾和反射影響較小。但由于ADCMP582CP輸出PECL電平，信號擺幅Vpp=400 mV，而后端ADCLK944輸入差分信號最小值也為400 mV，需要評估二者直連的可行性。圖6(a)為使用ADS對ADCMP582CP與ADCLK944連接模擬圖。二者使用3.3 V供電，PECL差分線通過50歐姆電阻上拉到1.3 V。輸出信號經過差分微帶線進入ADCLK944，微帶線采用ADS自帶的LineCalc工具進行計算，采用松耦合方式，耦合系數-30 dB，基板材料采用 Rogers5880，介質基片相對介電常數為2.2，相對磁導率為1，厚度0.508 mm，金屬導電層厚度為 0.03 mm，介質損耗正切角為 9e-4，線寬1.5 mm，線間距2.1 mm，線長3 cm。雖然手冊中ADCLK944在輸入端有內置匹配電阻，但在實際仿真時發現若無外加匹配電阻，波形反射嚴重，說明IBIS模型中并未包含該匹配電阻，所以在差分線末端使用100歐姆電阻進行匹配。圖6(b)為輸出PECL線上的差分電壓，可見使用以上設置，可獲得擺幅460 mV的差模信號，信號前沿231 ps，滿足ADCLK944輸入信號要求。

圖6 輸入比較器與第一級buffer仿真

2.3 信號扇出仿真

多路脈沖信號源的關鍵指標之一是脈沖上升時間。快的前沿可降低示波器外觸發系統的抖動，以獲得準確的觸發零時。另外，連接比較器、兩級時鐘扇出器及CMOS信號輸出器之間的差分線參數會影響信號傳遞的完整性，需要通過仿真的方法進行評估。圖7(a)為兩級LVPECL信號扇出及脈沖輸出原理圖。輸出匹配電阻參數設置與前述相同，考慮到最終通道數較多，芯片之間有一定距離進行擺放，所以比較器和第一級信號扇出器之間微帶線長度為10 cm，一二級信號扇出器之間微帶線長度為15 cm。信號源輸出線纜長度100 cm，負載電阻50 Ω。ADCLK944、ADCLK950和LT6957-3均為3.3 V供電，VEE=0 V，差分信號通過50 Ω上拉到1.3 V。由于ADI公司提供的IBIS模型中，只有管腳輸入/輸出的參數，在ADS中只能定義為一個輸入模塊或輸出模塊。所以當IC既有輸入又有輸出時，需要使用一個輸入模型和一個輸出模型，前一個模塊的DigO腳和后一個模塊的觸發腳連接一起來描述一個IC器件對信號響應。

圖7(b)是在前級比較器輸出正脈沖方波情況下，在第二級buffer和LT6957-3前端的輸入信號，測量得到兩個信號前沿(10%～90%)時間分別為238 ps和200 ps，Vpp分別為1.30 V、1.26 V，信號干凈無雜波，說明兩級信號扇出器件輸出參數匹配較好。圖7(c)為最終脈沖信號波形圖，可以看出，在不接負載時，LT6957-3輸出方波信號前沿為200 ps，幅值3.3 V，當在傳輸線末端外接負載(50 Ω，16 pF)模擬示波器外觸發端口時，得到脈沖前沿為997 ps，幅值1.97 V。實際使用時，示波器外觸發端口電容小于16 pF，觸發脈沖前沿將小于997 ps。

圖7 信號扇出級輸出脈沖仿真圖

2.4 輸出信號抖動分析

由于IBIS模型只能用于器件間信號完整性模擬，并無器件內部信號延遲和抖動參數，而該參數是衡量多通道脈沖信號源性能的關鍵指標之一。廠商給出的器件手冊中，給出了每個器件的延遲和抖動典型值。其中，器件的抖動與輸出信號上升時間密切相關。圖8為器件的抖動與信號前沿電壓擺率關系圖，可以看出，當器件輸入信號上升沿變快時，其抖動也相應減少。前文中，ADCLK944輸入信號前沿約為231 ps(10%～90%)，幅值約為360 mV(10～90%)，電壓擺率=0.36/0.231=1.6 V/ns，在圖8(a)中對應的抖動約為117 fs。ADCLK950輸入信號前沿為238 ps(10%～90%)，幅值為1.04 V(10%～90%)，電壓擺率=1.04 V/0.238 ns=4.4 V/ns,在圖8(b)中對應抖動為87 fs。由器件對應的數據手冊可知，ADCMP582CP隨機抖動為200 fs，LT6957-3工作在300 MHz情況下時，器件增加的抖動為146 fs。所以信號經過多路脈沖信號源后增加的隨機抖動約等于4個器件抖動的加和，約為550 fs。

根據抖動的雙狄拉克模型[11]，隨機抖動采用高斯分布模型，輸出抖動<所有抖動之和≈11 ps，所以脈沖信號源輸出通道抖動值為11 ps。表1列舉了4個器件引入的抖動和延遲，從表中可以看出，器件引入的延遲約為1.15 ns。觸發源內電纜長度為28 cm，延遲約1.4 ns。所以脈沖信號源的總延遲為2.55 ns，信號前沿<1 ns(50 Ω，16 pf)，理論上整體指標優于DG645的8通道輸出時間指標(前沿上升時間3 ns，抖動25 ps)[12]，當然實際參數還與制造工藝、環境溫度、電磁干擾等因素有關，有待樣機測試驗證。

圖8 器件抖動與信號上升速度關系圖

輸入器件前沿斜率/(V/ns)隨機抖動/fs RMS確定性抖動/ps RMS延遲/psADCMP582CP-20010180ADCLK9441.6117-35ADCLK9504.487-45LTC6957-34.92146890*

*未包含兩個輸出通道間延遲5 ps rms

2.5 輸出信號延時調節電路模擬

由于PCB生產工藝的影響，器件間微帶線的阻抗匹配與理論計算有所差異，且隨工作溫度、電源供電差異、工作環境等因素的影響，每個器件的參數也會有所差異，最終造成所有通道輸出延遲不一致，所以需要在LT6957-3前設置可調的延時電路，便于對每個通道進行校準。雖然ADI公司提供的數字延時IC具有延時調整方便，精度高的特點，但售價較高，不適用大量通道使用。RC延時電路是一種簡潔有效的延時方法，在LTC6957-3前端增加一級RC延時，可用于調節通道輸出延時。但增加的電阻串聯在LVPECL差分線上，對該級信號可能存在反射影響，需要進行模擬分析。為了降低傳輸線上信號的反射變化，所以采用電阻阻值不變，調節電容的方法來調節延時。圖9為增加延時電路后的原理圖和仿真結果。圖9(a)中，在差分信號上串入20 Ω電阻，對地并聯500 pF可調電容，圖9(b)為ADCLK950輸出Vpp和延時后Vpp波形，可以看出，增加的20 Ω電阻在傳輸線上引起了反射，在ADCLK950輸出端出現了尖峰信號，但經過RC延時濾波后，在LTC6957-3的輸入端，信號無毛刺、尖峰等影響；增加了RC延時電路后，輸出Vpp在0.2 V(LTC6957-3翻轉閾值下限)處延遲了15.5 ns。由于電容也存在溫漂等因素影響，所以應選擇電容最大容值所產生的延時可滿足調節范圍即可。

圖9 差分信號延時電路及波形

3 結束語

本文基于IBIS模型，采用ADS軟件模擬了高速比較器+兩級信號扇出buffer+比較器產生80路脈沖信號，初步獲得了脈沖信號源幅值、抖動和延遲等參數，并結合實際，設計了RC延遲電路，結果表明：1)使用本方案可獲得80路觸發信號，理論信號延遲時間<2.6 ns，抖動<11 ps，幅值1.97 V，前沿997 ps(負載50 Ω)，滿足示波器外觸發信號要求；2)IBIS模型能較好模擬器件輸入輸出特征，結合ADS信號仿真環境，可完成系統輸入輸出過程的仿真，為硬件設計和參數估算提供參考依據。