基于BOOST電路的高壓共軌噴油器驅動電路設計與優化

謝宏斌，高崴，蔣兆杰，張愛云，張美娟，吳至錦，丁丹彤

(1.無錫職業技術學院汽車與交通學院,江蘇 無錫 214121；2.中國第一汽車股份有限公司無錫油泵油嘴研究所，江蘇 無錫 214063)

在柴油機高壓共軌系統中,電控噴油器是非常重要的部件。它接受電子控制單元的控制脈寬,精確計量噴油量并將其霧化噴射到燃燒室內。噴油器是通過高速電磁閥實現噴射控制的,因而電磁閥的性能直接影響噴油器的響應速度和控制精度,是噴油器總成的核心元件。

噴油器驅動電路目前主流的方式是采用雙電源、PEAK_HOLD模式[1-10]。陳禮勇等[7]和李克等[8]詳細分析了噴油器驅動電路的續流結構，并對續流結構以及驅動高壓進行了優化研究，給出了優化方案。這些研究表明，驅動高壓是影響噴油器驅動性能的關鍵因素，決定噴油器開啟的響應時間。雷霖等[9]提出了在驅動電流從峰值到維持振蕩電流的過渡階段以及驅動關閉階段將電感中的能量回饋到高壓電源中，通過這種方式補充高壓電源的損失能量，但這種方式一次驅動僅能補充一次能量，沒有持續性，能量的補充效率較低。白思春等[10]提出一種自升壓的噴油器驅動方法，在噴油器驅動間隙利用小電流對高壓電源充電，小電流一定要小于一定的閾值，否則會導致噴油器誤動作，這樣的驅動電路邏輯復雜，在應用復雜噴射策略時，會提高邏輯設計的難度，而且控制小電流升壓電路也需要額外的硬件資源。

本研究提出了一種基于BOOST電路的驅動電路，該電路在調制噴油器驅動電流的同時，將噴油器電磁閥中電感貯存的能量導入驅動高壓源的輸出電容中，即在噴油器驅動過程中，利用噴油器電磁閥電感上調制的振蕩電流對驅動高壓源充電，快速補充驅動高壓源驅動過程中損失的能量。該電路能在主、預噴射間隔較短的情況下，保證驅動高壓的一致性，有效支持多次噴射，滿足發動機復雜控制策略的需求。采用小體積、小功率的電感，簡化大型柴油機電控單元中BOOST模塊的設計，從而縮小PCB板的面積，降低設計成本。

1 現有噴油器驅動電路能量轉換過程分析

目前主流的噴油器驅動電路多采用雙電壓驅動方案[1-10]，驅動高壓可以迅速拉升電磁閥驅動電流，縮短電磁閥的響應時間，電池電壓用來調制振蕩電流，維持電磁閥穩定開啟，這種驅動模式即傳統的PEAK-HOLD模式[11]，其一般的拓撲結構見圖1。

圖1 主流噴油器驅動電路的拓撲結構

圖2示出一般噴油器驅動電流的結構。其中I1是快速拉升電流,I3,I6分別是一階及二階充電電流，I4,I7分別是一階及二階續流電流，I2是峰值到一階振蕩階段的過渡電流，I5是一階振蕩到二階振蕩的過渡電流，I8是驅動電路關斷的續流電流。各電流工作時對應的工作回路如圖3所示，整個驅動過程就是噴油器電磁閥按照圖2的電流結構進行調制的過程，包括圖3所示的各個階段。

圖2 一般驅動電流的結構

圖3 各階段拓撲結構

驅動過程中電磁閥的振蕩電流必須維持在一定的平均值，否則電磁閥將不能產生足夠的電磁力驅動噴油器工作。振蕩電流由充電電流(I3，I6)和續流電流(I4,I7)組成,如續流階段圖3c所示，續流電流下降的速度取決于內阻RD2和RL，由于RD2和RL內阻都較小，所以通常續流電流值下降的速度較慢，因此振蕩電流的頻率較低。這樣的結構能滿足噴油器的驅動需求，但其振蕩電流在續流階段不對驅動高壓源充電。本研究提出的新型的驅動電路是在主流驅動結構的基礎上進行改進，利用電磁閥振蕩電流每個振蕩周期中的續流電流對驅動高壓源充電，這個過程既可以使電磁閥的振蕩電流保持在必要的數值，同時還可以快速補充升壓電路每次驅動后損失的能量。整個驅動電路在運行時就是一個BOOST電路。

2 基于BOOST電路的噴油器驅動電路結構

圖4示出改進后驅動電路的結構。該結構和主流的驅動結構(圖1)相比，僅將采樣電阻的位置由低端改到高端。振蕩電流由低端MOS管T3控制，其充電回路和主流的驅動電路結構一致，但其續流回路和主流的驅動電路有較大差別(見圖5)。從圖4中可看出，如果通過控制MOS管T3關斷來調制振蕩電流，電磁閥中的電流將在續流階段對驅動高壓源充電。

圖4 基于BOOST電路的噴油器驅動電路結構

圖5 改進后驅動電路續流階段的工作回路

改進后的驅動電路是典型的BOOST電路，此時電磁閥中的電感就是BOOST電路的升壓電感，該電感的充放電電流就是振蕩電流。

對主流驅動電路充電階段及續流階段分別應用電路理論[13]，充電時間和續流時間分別為

(1)

(2)

式中：L為電磁閥電感；UBAT為電池電壓；ΔI為振蕩電流的峰谷差值；U為續流電路工作時電感兩端的電壓。由圖2c可知，續流電路工作時電感兩端的電壓約等于二極管導通的PN結電壓，以及電感、二極管內阻上的電壓之和。因此續流時電感兩端的電壓U很小，一般約2 V。如果電池電壓是24 V，充電時間大約是續流時間的1/10。

同理，改進后電路的充電時間和續流時間分別為

(3)

(4)

改進后電路的續流時間將大大縮短，如果按照BOSCH二代噴油器的驅動高壓48 V測算，此時充電時間和續流時間大致相等，2種電路的充電時間是相等的，因此改進后振蕩電流的頻率將增加4倍。

3 基于BOOST電路的噴油器驅動電路設計要點

3.1 高端電流采樣電路

改進后的驅動電路具備典型BOOST電路的特征，工作時通過控制低端MOS管(T3)通斷來調制振蕩電流，因此電磁閥電感的振蕩電流頻率比主流驅動電路振蕩電流的頻率要高得多，所以要求電流采樣電路、調理電路具有較高的精度及快速的響應性。由于電磁閥中的振蕩電流在續流階段將對驅動高壓源充電，因此驅動電路必須采用高端采樣結構(見圖6)。

圖6 改進后驅動電路的控制結構

為了能精確控制振蕩電流的峰值和谷值，本研究采用了高邊采樣芯片INA193,該芯片可精確測量采樣電阻兩端電壓的變化情況，從而檢測出驅動電流的變化情況。將檢測出的電壓信號作為電流調理電路的輸入信號，并以此信號為基礎調制振蕩電流。為了提高采樣電路的響應速度，采樣電阻的阻值要設置得小一些，本研究采用2 mΩ的采樣電阻，當流過20 A的電流時，電壓變化值為40 mV，INA193的反應時間為40 ns，可以非?？焖俚仨憫娏鞯淖兓?。

3.2 高端電流調理電路

為了便捷且精確地調制振蕩電流，本研究設計了一種簡單實用的電流調理電路，如圖7所示。圖7中的U1,U2,U3是NLX2G66雙路模擬開關，該器件的特點是每個模擬通路的通斷受到輸入邏輯信號的控制，并且該器件通道的轉換時間僅為10 ns。

圖7 電流調理電路結構

一階、二階振蕩電流的峰值和谷值可以任意設定，設定后振蕩電流就可以按照設定的峰值和谷值振蕩運行。當電流處于上升階段時，設定為波峰電流閾值的U2A通道被選通。當電流上升到大于波峰電流值時，比較器U5的邏輯輸出變為高，CPLD控制T3管斷開，電流轉為下降階段，并且此時設定為波谷電流閾值的U2B通道被選通，當電流下降到比波谷電流閾值小的時候，此時比較器U5的邏輯輸出變為低，CPLD控制T3管導通，電流重新轉為上升階段，設定為波峰電流閾值的U2A再次被選通。這樣就完成了一個周期的循環，在這個調制電流的過程中，只需提供2個精確的波峰和波谷電流閾值，就可以調制出需要的振蕩電流。電流閾值可以通過可調的電壓源提供，也可以通過精密電阻值分壓得到。

為了提高調理電路的響應速度，比較器應選擇電壓轉換速率10 V/μs以上的快速比較器，這樣可以確保在振蕩電流達到閾值時，控制信號的延遲時間縮短到可控的范圍，這樣的調制方法非常容易精確控制振蕩電流的峰值和谷值。可以通過控制峰值和谷值的差值來調節充電的速度。

該電路應用的一個特殊情況是在峰值限制階段，此時可以設置一個閾值為地，當電流峰值達到限制值時，比較器U4的邏輯輸出變為高，CPLD控制T2管斷開，此時電流轉為下降階段，并且此時設定為地的U1B通道被選通，電流轉入持續下降階段，直到下降到一階振蕩電流的谷值閾值時，開始一階振蕩電流的調制階段。這個過程實現了峰值限制的控制。

調理電路分為三個通道，每個通道用一個雙路模擬開關(NLX2G66)搭建，設置不同控制階段的峰值、谷值閾值，分別用來控制峰值電流、一階振蕩電流、二階振蕩電流。CPLD根據輸入的控制信號，按照一定的邏輯依次選通三個控制通道，合成最終的控制信號，其選通控制通道的邏輯真值表見表1。

表1 選通邏輯真值表

驅動使能信號表示噴油器驅動的總時間，高壓開放信號表示高壓開放的總時間，電流閾值設定信號表示一階、二階振蕩電流的持續時間。調理電路是通過設置振蕩電流的峰、谷閾值來控制振蕩電流的振幅，降低了振蕩電流調制的復雜性[12]，關鍵器件的選型都采用具有快速響應特性的電子器件，確保了振蕩電流的控制精度。

3.3 BOOST控制電路

改進后的驅動電路可以按照BOOST電路的工作原理來調制電磁閥的振蕩電流，這個過程既調制了滿足電磁閥工作需要的振蕩電流，同時又對驅動高壓源進行充電，實現了能量的高效轉換。整個電路工作時可由圖8來說明。

圖8 能量可回收驅動電路工作時的等效電路

從圖8可以看出，當改進后的驅動電路開始工作時，驅動高壓的補充來源有2個，一個是電控單元上獨立的BOOST模塊，一個是噴油器驅動電路自身構成的BOOST模塊。隨著充電過程的持續進行，驅動高壓源的電壓快速恢復到滿電狀態。此時應停止充電，否則會導致輸出電壓不斷升高，超過元器件的耐壓水平，導致元器件燒毀，所以需要在驅動高壓升壓達到閾值時停止充電。為此設計了一個BOOST控制電路，該電路結構如圖9所示。

圖9 BOOST控制電路結構

采用比較器來構建控制電路，比較器的一端接驅動高壓閾值的分壓量，另外一端接入實際驅動高壓的分量，當該實際驅動高壓值達到設定的閾值時，BOOST控制電路將輸出一個上升沿，該信號就是充電使能控制信號。CPLD檢測到該信號后，就會停止驅動電路的充電調制模式，此時驅動電路將轉為常規驅動的模式，這種模式和主流驅動模式的工作原理相同。

3.4 驅動電路的工作過程分析

本研究設計的驅動電路在結構和驅動邏輯上與主流的驅動電路有較大的變動，其工作信號的相位關系如圖10所示。驅動電路的驅動邏輯以CPLD為核心構建，根據三個輸入信號即驅動使能信號、高壓開放信號、電流閾值使能信號，按照表1的邏輯關系將驅動邏輯分為三個階段，即高壓開放階段、一階振蕩電流調制階段和二階振蕩電流調制階段。每個階段分別由高端電流調理電路中的峰值限制控制信號、一階電流控制信號、二階電流控制信號來控制噴油器的高端和低端，分段描述如下：

圖10 改進驅動電路的工作時序

1) 高壓開放階段(t0時刻到t1時刻)

CPLD將依據真值表的邏輯關系，選擇峰值限制控制信號來控制驅動高端T1管和低端T3管同時打開。

2) 一階電流維持階段(t1時刻到t3時刻)

CPLD將依據真值表的邏輯關系，選擇一階電流控制信號來控制驅動高端和低端。本階段通過高端調理電路設定的一階電流峰谷閾值來調制振蕩電流。根據充電使能信號(圖10中信號5)，振蕩電流的調制模式將分為2個階段。當充電使能信號有效時(t1時刻到t2時刻)，此時為充電階段，驅動電路將采用BOOST充電結構，即高端T2管恒開，低端T3管按照高端調理電路設置的電流峰谷值來調制振蕩電流。當驅動高壓恢復到設定閾值時，充電使能控制信號跳變，此時驅動電路結束充電階段，轉為常規驅動階段，此時低端T3管恒開，高端T2管按照高端調理電路設置的峰谷值來調制振蕩電流。

3) 二階電流維持階段(t3時刻到t4時刻)

此時已經進入了常規驅動階段，CPLD將依據真值表的邏輯關系，選擇二階電流控制信號來控制驅動高端和低端。本階段通過高端調理電路設定的二階峰谷閾值來調制振蕩電流。

驅動邏輯的核心就是驅動電路根據驅動高壓源輸出電壓的滿虧情況，自動進行充電調制模式，電壓充滿后轉為常規的調制模式。相位圖中低端調制輸出信號、充電使能控制信號、高端調制輸出信號的相位關系清楚地表明了驅動邏輯的變化情況。

示意圖按照實測的情況繪制，從圖10可以看出，充電階段較短，沒有超過一階振蕩電流階段。

4 試驗分析

為了驗證本設計的優越性，按照本研究的設計思路搭建了驅動電路，其測試的波形如圖11所示。圖12實測的波形采用的是主流的驅動電路。2個電路都驅動BOSCH二代噴油器，試驗時2個電路共用一個外部驅動高壓源，作為起始的驅動高壓。從圖11中可以看出，改進后的驅動電路的驅動電流在振蕩階段的頻率會明顯的分為2個階段，在充電階段的頻率明顯變大，在常規驅動階段頻率會變小，這是因為充電階段的續流回路和常規驅動階段的續流回路不同。從圖11中還可看出，利用噴油器的振蕩電流進行充電可明顯縮短驅動高壓源的恢復時間，僅需211 μs驅動高壓源就可以恢復。從圖12可看出，由于驅動電路在工作時不對驅動高壓源充電，所以驅動高壓源的恢復時間較長，恢復時間達1 800 μs。2種電路結構和工作原理上的差異導致了新設計的驅動電路驅動高壓源恢復時間顯著縮短。

圖11 采用改進驅動電路的噴油器驅動波形

圖12 采用主流驅動電路的噴油器驅動波形

圖13示出實測的改進驅動電路在工作時的相位關系。充電階段采用的是低端調制方式來維持振蕩電流，常規驅動階段采用的是高端調制的方法來維持振蕩電流。當驅動高壓源充電結束后，2種調制方式進行切換。

圖13 采用改進驅動電路的噴油器驅動相位

5 基于BOOST電路的噴油器驅動電路的優化

噴油器電磁閥在開啟階段，首先用高壓快速拉升噴油器的電流到達設定的峰值,高壓電源在驅動過程中消耗的總能量可以由下式得到：

(5)

式中：L為噴油器電磁閥電感；Ipeak為噴油器驅動峰值電流。

當驅動電流從峰值(t1時刻)下降到一階電流谷值(t3時刻)，也會補充能量到BOOST模塊輸出電容中。這個過程補充的能量W?和消耗的時間ΔT?為

(6)

(7)

振蕩電流每個續流周期能補充的能量W′和續流時間ΔT′為

(8)

(9)

式中：ΔI為振蕩電流峰值和谷值的差值；L為電磁閥電感；UBOOST、UBAT分別為驅動高壓和電池電壓；

ΔT′為每個振蕩周期的續流時間；I1-peak和Ivalley分別為一階振蕩電流的峰值和谷值。

聯立式(5)、式(7)、式(9)可以得到振蕩電流需要幾個周期(n)就可以補充高壓電源在驅動過程中損失的能量。

(10)

振蕩電流每個周期的充電時間ΔT″為

(11)

所以整個驅動電路在充電階段消耗的時間可以按照下式來計算：

T=ΔT?+n(ΔT″+ΔT′) 。

(12)

代入式(6)，式(8)，式(10),式(11)得：

(13)

從式(13)可以看出，充電時間與參數Ipeak、UBAT、UBOOST、Ivalley及I1-peak有關。

噴油器驅動波形一般的結構如圖10所示，一般分三個階段，即高壓開放快速拉升階段、一階振蕩電流維持階段、二階振蕩電流維持階段。一般商用的噴油器對驅動電壓、電流都有明確的要求，比如BOSCH二代噴油器要求驅動峰值電流24 A，一階振蕩電流的谷值15 A，峰值18 A，二階振蕩電流峰值11 A，谷值9 A，驅動高壓為48 V。這樣的參數要求也就意味著峰值電流Ipeak、驅動高壓UBOOST、電池電壓UBAT必須保持一個固定值，無法調整。一階振蕩電流的谷值Ivalley必須滿足電磁閥開啟的最低電磁力需求，從式(13)還可以看出，減小Ivalley值可以縮短充電時間T，但這樣做有可能導致電磁力減小，電磁閥無法打開。因此只能主要通過優化一階振蕩電流的峰值I1-peak來盡可能地縮短充電時間。

為了優化振蕩電流峰值和谷值的設置，進行了優化試驗。優化時為了排除外部驅動高壓源的干擾，在試驗時，驅動開始后禁止外部驅動高壓源工作，高壓源的能量損失完全由驅動電路及噴油器電磁閥構成的BOOST電路來補充。

試驗設置了3組數據，每組振蕩電流的谷值相同，振蕩電流按照0.5 A的步長遞增。理論上計算的充電時間和通過實測得到的實際充電時間見表2。

表2 優化試驗數據表

每組數據在設定振蕩電流谷值的前提下，隨著振蕩峰值的提高，理論上的充電時間應該縮短，但是實測的充電時間卻不斷地變長。僅僅在第一組數據中，當峰值設置在18.5 A時達到充電時間的最小值，其他的數據都和理論上計算的時間不一致。產生這種現象主要因為電磁閥電感在注入大電流時，會發生飽和的現象，電感參數隨著電流的增大會大幅下降，儲存的電磁能下降，并伴隨著嚴重發熱。

本研究采用的是BOSCH二代噴油器進行測試，其靜態電感約160 μH，內阻0.24 Ω，如果使用這個參數，通過式(13)計算充電時間，會發現理論上計算的充電時間遠小于實測的充電時間，這主要是因為噴油器電磁閥發生飽和現象的緣故。正是因為電磁閥電感在整個驅動過程中其參數會有較大的變化，理論上推導的公式只能用于定性分析。

在實際應用中，可以按照本研究提供的優化思路，通過一系列的優化試驗，來確定不同型號噴油器的一階振蕩電流峰值和谷值的取值，以此確保驅動電路較高的充電效率。

6 結束語

本研究提出了一種基于BOOST電路的噴油器驅動電路，并通過試驗驗證了該電路在應用中的一些突出優勢：

a) 該電路使用一種簡單高效的調理電路，可以精確地控制振蕩電流的峰值和谷值；

b) 該電路使用一種特定的驅動邏輯，在調制振蕩電流的同時，利用振蕩電流對BOOST模塊的電容進行充電，迅速補充驅動高壓源在驅動過程中損失的能量，縮短高壓源的恢復時間，有利于噴油器驅動波形的一致性，有利于多次噴射；

c) 應用該電路，可以采用小體積的電感構建功率較小的BOOST模塊，從而簡化ECU的BOOST模塊設計，甚至完全取消BOOST模塊，縮小PCB面積，降低設計成本。