新型三電平零電流開關直流變換器

秦福祥

（國網河南省電力公司鶴壁供電公司，河南 鶴壁 458030）

0 引言

目前，風力發電等可再生能源和化石能源相比已經具有一定的成本競爭力[1-2]。由于風廓線更加穩定，風力條件更加強勁和一致，海上風電場可以獲得比陸上風電場更高和更穩定的功率[3-4]。高壓交流電網和HVDC（高壓直流）電網是海上風電場接入輸電系統的兩種主要方式。考慮到輸電系統的功率損耗和穩定性，高壓直流電網是一種更具發展潛力的技術，在海上風電場中具有廣闊的應用前景[5-8]。目前我國已經有多條±800 kV 和一條±1 100 kV 特高壓直流輸電工程。可以預見，在未來HVDC 輸電技術也將應用于遠海風電系統中[9-10]。

在HVDC 傳輸的基礎上采用中壓直流匯集，可進一步采用中高頻變壓器，代替傳統交流匯集系統中笨重的工頻變壓器。而作為中壓直流匯集系統的關鍵組成部分，中壓大功率直流變換器是實現直流匯集的核心設備。隨著風機輸出電壓的不斷增長，要求變換器輸入側開關管具有更高的電壓應力。因此，可采用開關電壓應力僅為一半輸入電壓的三電平直流變換器[11-13]。

軟開關技術被廣泛應用于三電平直流變換器，以減少開關損耗，特別是在中高壓大功率應用場合中，傳輸效率尤為重要。因為MOS 管存在較大的寄生電容，較容易實現的是MOS 管的零電壓開關[13-14]。然而，在傳統的移相控制中，當負載波動時，滯后橋臂中的MOS 管零電壓開關范圍窄，輕載下容易丟失零電壓開關特性。另外，IGBT 因其較強的耐壓通流能力，在大功率場合更受歡迎。而對IGBT 而言，實現零電流開關可以減少開關管關斷時電流拖尾效應造成的損耗[15]。

本文提出了一種采用PWM（脈寬調制）的三電平直流變換器。該變換器具有一個主變壓器和一個輔助變壓器，且二者的副邊繞組是直接串聯的，從而保證了兩個變壓器原、副邊繞組電流具有完全相同的變化趨勢。所提出的變換器可以實現全負載范圍內四個主開關管的零電流開通和關斷及副邊整流二極管的零電流關斷，因此顯著降低開關損耗和提高傳輸效率。輸出側采用倍壓整流電路，為輸出容性濾波，避免了高壓電感的使用及其制造方面的難題。

1 三電平直流變換器拓撲及其工作原理

本文提出的三電平直流變換器主電路拓撲如圖1 所示，主要由兩個輸入電容Cin1和Cin2、6 個開關管Q1—Q6、兩個箝位二極管Dc1和Dc2、漏感Llk、兩個變壓器Tr1和Tr2、兩個整流二極管DR1和DR2及兩個輸出電容Co1和Co2組成。其中，Cn1和Cin2，Q1—Q4，Dc1和Dc2、Llk及Tr1原邊繞組組成傳統的中性點箝位型三電平結構；輔助結構則包括Q5，Q6，Tr2的原邊繞組。

圖1 三電平直流變換器

本文所提變換器的關鍵波形如圖2 所示。其中，Q1和Q2的驅動波形完全一致，Q3和Q4的驅動波形完全一致，且Q3和Q4滯后Q1和Q2半個開關周期。輔助開關管Q6和Q5則采用PWM 控制，其中Q6與Q1同時開通而Q5與Q3同時開通。由于變換器工作原理的對稱性，本文將只分析變換器在前半個開關周期內的3 個工作模態，各模態的電流通路如圖3 所示。

（1）模態1[t0，t1]：在t0時刻，Q3和Q4是零電流關斷，零電流開通。能量分兩路傳輸至負載側：第一路通過Q1，Q2，Tr1以 及整流二極管DR1由Cin1傳送到負載；第二路通過Q1，Q2，Tr1，Q6以及整流二極管DR1由輸入電壓源Vin傳送到負載。具體的電流通路如圖3（a）所示。本模態中，Tr2副邊端電壓為N2Vin，因此，Tr1副邊端電壓為Vo/2-N2Vin，且Llk的端電壓vLlk可表示為：

圖2 變換器的典型波形

圖3 各模態的電流通路

式中：N1和N2分別為Tr1和Tr2的升壓比。

通過合理地設計變壓器變比，可滿足vLlk在本模態為正常數，如圖2 所示，所以漏感電流也即Tr1的原邊電流ip1會線性增加，根據式（1）可得：

因為Tr1和Tr2的副邊繞組是直接串聯的，兩個變壓器的原邊電流應該具有相同的變化趨勢，所以流經整流二極管的電流iDR1和Tr2的原邊電流ip2也是線性增加的。因此，由變壓器變比關系可得式（3）和（4）

（2）模態2[t1，t2]：由圖2 可知，ip1，iDR1，ip2在t1時刻達到最大值，此時，將Q6關斷。關斷Q6之后，ip2通過Q6的反并聯二極管、Q1，Q2，Tr2的原邊續流，而ip1和iDR1的電流通路保持不變，與模態1 中的一致。具體的電流通路如圖3（b）所示。因此，Tr2副邊端電壓為零，Tr1副邊端電壓上升為Vo/2，vLlk可表示為：

通過合理地設計變壓器變比，可滿足vLlk在本模態為負常數，如圖2 所示，所以ip1滿足式（6），而iDR1和ip2仍然分別滿足式（3）和（4）。

（3）模態3[t2，t3]：本模態具體的電流通路如圖3（c）所示，主電路停止工作。其中，ip1，iDR1，ip2在t2時刻同時下降為零，并保持為零不變，DR1則是零電流關斷。另外，在t3時刻零電流關斷Q1和Q2，同時零電流開通Q3，Q4和Q5。由于在此之前的模態2 中Q5兩端的電壓已經被其反并聯二極管箝位為零，見圖3（b），所以Q5實際上是零電壓、零電流開通的。

綜上所述可知，Q1—Q4能實現零電流開通和關斷，Q5和Q6能實現零電壓、零電流開通和小電流關斷。

2 變壓器變比設計

因為所提直流變換器中傳統三電平結構能實現零電流開通和關斷，所以應使其傳輸絕大部分功率。為此，需要對變壓器變比進行分析設計。根據變換器結構的對稱性和前后半開關周期工作原理的相似性，本文將只分析半個開關周期內的能量傳輸情況。

前半個開關周期變換器傳輸的總功率Pall可以表示為：

式中：fs為開關頻率。

傳統三電平結構傳輸的功率（也即Tr1傳輸的功率）為：

顯然，當Vin和Vo確定時，傳統三電平結構傳輸的功率占總功率的比例與N1成正比，且與N2無關。當取Vo=10Vin，可得如圖4 所示的PTr1與Pall的關系曲線。可見，PTr1/Pall會隨著N1的增大而增大，這意味著N1應被設計得足夠大從而保證傳統三電平結構傳輸的能量遠大于輔助電路。

圖4 功率分配與N1 的關系曲線

3 實驗結果

為了驗證所提出的三電平零電流開關直流變換器的工作原理，在實驗室搭建了一套輸入電壓為300 V、輸出電壓為1 500 V、額定功率PN為1.5 kW、開關頻率為5 kHz 的原理樣機，其中N1和N2分別為4.5 和0.5，漏感Llk大小取47 μH，電器Cin1和Co1大小分別為300 μF 和8 μF。同時，為了驗證不同負載下本文所提直流變換器的零電流軟開關性能，進行了滿載和半載兩組不同的實驗。

首先，圖5 和6 是滿載下的實驗結果。根據圖3 以及第一節中的模態分析可知，Q1和Q2的驅動脈沖、電壓和電流波形均完全一樣，因此滿載只給出了Q1的實驗波形，如圖5 所示。可見，在滿載下，Q1關斷之前其電流就已經下降為零并且保持不變，顯然Q1關斷時實現了零電流；而在Q1開通時，其電流是從零開始慢慢上升的，并且Llk限制了電流上升的斜率，所以Q1也可以認為是零電流開通。總之，Q1在滿載下也實現了零電流開通和關斷。圖6 則給出了滿載下Q6的驅動脈沖、電壓和電流波形，顯然，Q6開通時其電壓為零，而其電流的變化趨勢和Q1的電流的變化趨勢完全一致，即也是從零開始慢慢上升的。因此，Q6實際上實現了滿載下的零電壓、零電流開通。

圖5 滿載下Q1 的驅動脈沖、電壓和電流波形

圖6 滿載下Q6 的驅動脈沖、電壓和電流波形

其次，圖7 和8 給出的則是半載下的實驗結果。類似地，如圖7 所示，半載下也只給出了Q1的驅動脈沖、電壓和電流波形。可見，與滿載下的結果相似，半載下的Q1在關斷之前其電流也已經下降為零并且保持不變，實現了零電流關斷；而在Q1開通時，其電流是從零開始慢慢上升的，并且Llk限制了電流上升的斜率，所以Q1也可以認為是零電流開通。總之，Q1在半載下也實現了零電流開通和關斷。圖8 則給出了滿載下Q6的驅動脈沖、電壓和電流波形，顯然，Q6開通時其電壓為零，而其電流的變化趨勢和Q1的電流的變化趨勢完全一致，即也是從零開始慢慢上升的。因此，Q6實際上實現了半載下的零電壓、零電流開通。

圖8 半載下Q6 的驅動脈沖、電壓和電流波形

根據本文變換器拓撲和工作原理的對稱性并綜上所述可知，實驗結果說明了4 個開關管Q1—Q4實現了零電流開通和關斷，2 個輔助開關管Q5和Q6則實現了零電壓、零電流開通。

4 結論

基于海上風電的中壓直流匯集系統，本文提出了一種基于傳統中性點箝位型三電平電路的新型零電流開關直流變換器，通過2 個輔助開關管的斬波控制實現了傳統中性點箝位型三電平電路中所有開關管的零電流開通，且輔助結構中的兩個開關管實現了零電壓、零電流開通。傳統中性點箝位型三電平電路傳輸的功率比例只與主變壓器的匝比有關，且成正比例關系。基于搭建的實驗室原理樣機，進行了滿載和半載兩組不同的實驗，結果驗證了本文變換器工作原理的可行性和寬負載范圍內的軟開關特性。