一種超寬帶變頻組件的設計

盧德森，戚瓏贏，張海霞

(1. 中國船舶集團有限公司第八研究院，南京 211153;2. 91033部隊，山東 青島 266001)

0 引 言

信息偵測雷達對把握戰場形勢至關重要。隨著戰場的電磁環境越來越復雜，對信息偵測雷達提出更高的要求：偵測的頻域要比較寬；探測的距離要盡可能地遠；小型化機動性要好。超寬帶變頻組件將寬的頻域信號變換到較低的頻率進行采樣處理，是信息偵測雷達的關鍵部件，其中變頻組件的虛假電平抑制度是關鍵指標，而一中頻的規劃是實現虛假電平抑制的關鍵步驟。

本文設計了一款1～16 GHz的超寬帶下變頻組件，通過合理的中頻規劃，在毫米波頻段進行一次混頻,提高了虛假電平抑制度。通過多芯片組裝的方式，且由于毫米波頻段混頻，減少了一中頻的種類，全頻帶共用混頻器，實現了超寬帶變頻組件的小型化。

1 變頻電路設計

1.1 一中頻規劃

變頻組件的輸入射頻信號為1～16 GHz，下變頻到800 MHz，進入后端處理。若采用一次變頻的方案將無法解決鏡頻和半中頻干擾的問題。本設計中采用超外差二次變頻的方案，一中頻的選擇尤為關鍵，它必須保證射頻通帶內不會在一中頻帶寬內產生雜散，即使有雜散也要保證雜散抑制須滿足50 dBc的指標。

圖1為中頻規劃圖，橫坐標為中頻頻率，縱坐標為雜散抑制，灰色橫條為中頻帶寬內的雜散。從圖中可以看出，須將1～16 GHz劃分為兩段分別進行混頻。在1～12 GHz頻段內，上變頻至中頻為27.75～29.75 GHz時為無雜散區域，遂選取上變頻到29 GHz；在12～16 GHz頻段內(圖中可見)，若變頻到27.75～29.75 GHz時雜散抑制僅為47 dBc左右，不滿足指標要求，選取上變頻到20 GHz。此時雖然存在-3*RF+2*LO階雜散，但雜散抑制為57 dBc，滿足指標要求。

1.2 變頻電路設計

變頻電路的原理框圖如圖2所示。變頻電路前端接開關濾波器組進行頻率預選，同時抑制掉干擾的雜散頻率，之后連接一個衰減器，降低混頻器的輸入口駐波，提高整個射頻通帶內的平坦度。接著進行一次上混頻，將高低兩個頻段分別搬移到不同的中頻分別進行一中頻濾波，最后進行二次混頻得到中頻800 MHz。選取寬帶混頻器，一次混頻和二次混頻兩個頻段可以共用混頻器，減少模塊的體積，提高集成度。

采用ADS進行變頻電路的鏈路預算仿真，仿真結果如表1所示，得出變頻電路的增益為-11 dB，噪聲系數為17.6 dB。

圖2 變頻電路的原理框圖

表1 變頻電路鏈路計算結果

虛假電平抑制通過選取合適的一中頻，使得射頻頻率在一中頻的帶內不產生雜散，或雜散滿足指標要求。射頻頻帶外的雜散干擾可以通過開關濾波器組進行抑制，使得落在一中頻帶內的雜散滿足指標要求。二次混頻的雜散主要是半中頻和鏡頻干擾，主要通過一中頻濾波器來抑制。由于混頻器對鏡頻完全沒有抑制，鏡頻必須完全通過濾波器來實現抑制。

表2為二次混頻帶外的干擾頻率及其抑制度，從表中可見半中頻干擾離一中頻通帶最近，須特別注意。要實現較高的虛假電平抑制度還需關注輻射干擾。本設計中采用各個屏蔽小腔體，將干擾頻率約束在各屏蔽腔中，使其只能通過傳輸線及濾波器傳輸，保證實物測試結果和雜散分析一致。

表2 二次混頻在二中頻帶內產生的雜散及其抑制

2 毫米波互聯仿真

超寬帶變頻組件采用多芯片組裝來實現，而印制板接地和金絲鍵合是影響整體性能的關鍵因素。印制板的大面積釬焊，通過優化焊料片的厚度，焊前預處理，采用先進的焊劑清洗和真空再流焊技術，降低焊接的空洞率，提高印制板的接地性能。

金絲鍵合將芯片與微帶傳輸線互聯，需要對其優化設計，以降低鍵合引起的不匹配導致的駐波變大，從而導致插損和帶內起伏變大。 鍵合金絲相當于在芯片和傳輸線之間引入一段電感，一般需要在鍵合區引入一段電容補償，當用到毫米波頻段時還需做傳輸線階梯阻抗匹配來實現低的駐波比。圖3為微帶階梯阻抗變換仿真。

圖3 微帶階梯阻抗變換仿真

圖4為鍵合補償加入階梯阻抗變換前后的S參數，實線為加入變換之前的S曲線，虛線為加入變換之后的S曲線。從仿真的結果可見，加入階梯阻抗后高頻段的反射系數明顯改善，頻帶內所有點回波損耗都在-22 dB以下。

一般鍵合采用兩根金絲平行的方式，實現兩根金絲的總電感值，如式(1)所示。

圖4 加入階梯阻抗變換前后的S參數

(1)

式中，Le為單根金絲的有效電感值，Lm為兩根金絲的互感，距離越大互感越小，總電感值將會減小，而芯片的鍵合盤較小，兩根金絲的距離不可能拉得很大。本文采用兩根金絲不平行，在金絲長度不加大的情況下岔開的方式來減少電感值。圖5為兩種金絲鍵合方式的三維模型。圖6為兩種不同的金絲間距下的S參數，圖中實線為平行的方式仿真結果，虛線為岔開方式的金絲仿真結果。從仿真結果可見，采用拉大間距的方式，回波損耗在-29 dB，相較于平行方式的回波損耗有較大改善。

圖5 金絲平行和間距加大仿真

圖6 不同的金絲間距下的S參數

為了得到足夠的抑制和減少插損，本設計中的濾波器都采用腔體濾波器，在頻率較低時腔體濾波器的絕緣子可以直接焊接在微帶傳輸線上。當頻率較高，如本設計采用毫米波混頻、頻率到毫米波時，直接焊接在微帶上回波損耗將會變差。本設計采用濾波器絕緣子之后加空氣同軸過渡的方式，將很大程度地改善回波損耗。圖7為同軸微帶過渡在未加空氣同軸過渡和加入空氣同軸過渡的仿真模型。

圖7 同軸微帶過渡加入空氣同軸過渡仿真

圖8中為不同的同軸微帶過渡下的S參數。圖中，實線為未加空氣同軸過渡，虛線為加入空氣同軸過渡后的S參數。從仿真結果看，隨著頻率的增加回波損耗越來越差，在未加空氣同軸過渡的情況下頻帶內的回波損耗在-16 dB以下，加入空氣同軸過渡之后整個頻帶內的回波損耗在-25 dB以下，可見在加入空氣同軸過渡后頻帶內的回波損耗得到較大程度的改善。

圖8 不同的同軸微帶過渡的S參數

3 測試結果

圖9為超寬帶變頻組件的實物圖，整個組件的體積為90 mm×70 mm×11 mm。對變頻組件進行了增益測試，測試結果見圖10所示。

圖9 超寬帶變頻組件實物

圖10 射頻通帶內的增益測試

在變頻組件前段接入開關濾波器組測試虛假電平抑制，測試結果都在50 dBc以上，選取RF=15 GHz時的測試數據列于表3中。

表3 RF=15 GHz時的虛假電平抑制

4 結束語

本文介紹了一種超寬帶變頻組件，通過合理的中頻規劃，在毫米波頻段進行混頻，以此來實現高的虛假抑制度，并且可以實現全頻段混頻器的共用，提高變頻組件的集成度。本文同時解決了毫米波頻段的互聯問題，包括金絲微帶互聯和同軸微帶互聯，將互聯的回波損耗都控制在-25 dB以下。從測試結果看，變頻組件實現了小的帶內波動和高的虛假抑制度，滿足指標需求，值得推廣應用。