一種小功率磁隔離單端正激變換器的設計與計算

楊路華

（陜西華經微電子股份有限公司，陜西 西安 710065）

1 電路主要技術指標及構成

在中小功率電源中，使用較多的拓撲主要有單端正激、單端反激以及推挽正激。其中，單端正激式電源由于其結構簡單、輸出紋波小以及交叉調整率好等特點，在低壓輸出和500 W輸出功率范圍內使用較為廣泛。在此主要對輸入28 V和輸出5 V/25 W電源進行設計和計算。電路拓撲采用單端正激式，PWM控制芯片采用UC1843，頻率設定為400 kHz。功率級去磁方式采用諧振去磁，磁隔離控制芯片采用UC1901。主要技術指標如下[1-3]。

輸入電壓為20～50 V（標稱28 V），輸出電壓為（5±0.25）V，輸出電流≤5 A，輸出功率為25 W，效率≥77%，輸出紋波電壓≤50 mV，電壓調整率≤50 mV，負載調整率≤50 mV，開關頻率為350～500 kHz，啟動延遲≤10 ms，啟動過沖≤50 mV，短路功耗≤14 W，禁止低電平，絕緣電阻≥100 MΩ，最大尺寸為54 mm×29 mm×10.5 mm，隔離方式為磁隔離。

具體電路由輸入濾波電路、輔助供電電路、脈寬調制電路、功率級電路、輸出整流電路、輸出濾波電路以及反饋電路組成，如圖1所示[4]。

圖1 模塊電源原理圖

2 電路參數設計與計算

2.1 輸入濾波電路

輸入濾波電路設有π型濾波電路，由電容C1和C2以及電感L1組成。綜合電路體積和濾波效果兩方面因素，電源輸入濾波電路的轉折頻率一般要低于其開關頻率的1/6[5]。若模塊電源的開關頻率為400 kHz，那么轉折頻率要小于66.6 kHz。

電容C1和C2的耐壓值選取100 V，容值為1 μF。L1、C1以及C2組成π型低通濾波器，電感量選取6.2 μH，轉折頻率為：

所求轉折頻率為64 kHz小于66.6 kHz，因此滿足設計要求。

2.2 功率級電路

2.2.1 功率變壓器

高頻開關電源功率變壓器的磁芯應選擇功率鐵氧體材料，選擇PC40功率鐵氧體。磁芯結構為罐形，直徑14 mm，高8.8 mm。其在100 ℃時的飽和磁通密度BS為3 900 Gs，所選磁芯的有效截面積Ae為25.8 mm2，窗口面積AW為14.84 mm2。體積Ve為0.492 cm3。電源模塊的輸出功率為5 V×5 A=25 W。設變壓器變換效率為95%，則允許變壓器損耗功率為 25×5%=1.25 W[6]。

變壓器損耗由磁芯損耗PFe和線圈損耗PCU組成，設：

允許的磁芯損耗密度為：

根據該材料的損耗曲線，在400 kHz和1.27 W/cm3條件下，可選工作時的最大磁通密度Bm為2 100 Gs。由于變壓器直接安裝在模塊的金屬外殼上，因此電流密度J可選16 A/mm2，此時該磁芯的輸出功率為：

其滿足該電源模塊的需要且余量很大。實際工作時只要變壓器能夠達到30 W功率即可，另外減小Bm可以減少磁芯損耗，同時增加防止變壓器飽和的余量。因此可選為：

實際選擇Bm為1 000 Gs。

模塊電源輸出電壓UO為5 V，考慮整流二極管壓降Ud為1 V，則變壓器原副邊匝比n為：

根據電磁感應定律確定變壓器原邊匝數為：

故取原邊匝數為11 匝。

此時實際Bm值為：

根據變壓器原副邊匝比n確定副邊匝數NS=Np/n=11/2=5.5 匝，取副邊匝數5 匝。實際變壓器原副邊匝比變為n=NP/NS=11/5=2.2。

在最壞條件下，即輸入電壓最大，工作占空比最大時，磁通密度為：

其值小于飽和磁通密度Bs。

變壓器原邊繞組為11匝，采用直徑為0.21 mm的漆包線3線并繞；副邊繞組5匝，采用直徑為0.27 mm的漆包線5線并繞。變壓器每匝的平均長度Lcp=27.5 mm。直徑d1為 0.21 mm的漆包線在100 ℃時單位長度的電阻r=0.675 Ω，直徑d2為0.27 mm的漆包線在100 ℃時的單位長度電阻r=0.408 Ω。實際變壓器工作時的磁通密度Bm為1 004 Gs。由磁芯材料手冊可知，在400 kHz時，其磁芯損耗PFe為89.1 mW。考慮到趨膚效應，計算繞組線圈在100 ℃、400 kHz條件下的穿透深度Δ=0.12 mm。

副邊繞組直流電流和交流電流有效值分別為：

由于副邊繞組是5線并繞，因此每個線圈的電流為副邊總電流的1/5，故直流為0.6 A，交流為0.49 A。

原邊繞組直流電流和交流電流有效值分別為：

由于原邊是3線并繞，因此每個線圈的電流是原邊總電流的1/3，故直流為0.45 A，交流為0.37 A。

鄰近效應的影響下，高頻變壓器工作時繞組電流集中在導線的一邊，導致導線的有效面積減少。對于變壓器原邊，有效面積減少的倍數為：

若原邊有效面積沒有減少，則Qp=1。對于變壓器副邊，有效面積減少的倍數為：

副邊每個線圈的直流電阻為：

副邊繞組總直流損耗為：

副邊每個線圈的交流電阻為：

副邊繞組總交流損耗為：

因此變壓器副邊繞組總損耗為：

原邊每個線圈的直流電阻為：

原邊繞組總直流損耗為：

原邊每個線圈的交流電阻為：

原邊繞組總交流損耗為：

因此變壓器原邊繞組總損耗為：

變壓器的繞組總損耗為：

變壓器的總損耗為：

該值小于變壓器允許損耗1.25 W。

2.2.2 功率MOS管

首先確定功率MOS管承受的最大電壓。已知諧振電容和勵磁電感，因此諧振的角頻率為：

諧振波的半周期為：

功率管導通時的伏秒值為：

根據伏秒平衡的原理可得出諧振峰值為：

在實際工作時，輸入50 V，功率MOS管承受的電壓最高，而此時的去磁時間即為功率MOS管的關斷時間Toffmax，求其值如下：

由伏秒平衡原理可知功率MOS管承受的最大電壓為：

因此，按照I級降額的要求，功率MOS管的UDSS應大于2×Uq1=154 V，電流應大于2×Ipk=2×2.61=5.22 A。

實際選擇MOS管的主要參數中，漏源電壓≥200 V，連續漏級電流ID≥16 A，導通電阻RDS(ON)≤0.13 Ω，TJ=-55～ +175 ℃，Qg=42 nC，Qgs=10 nC，Qgd=20 nC，COSS=206 pF。

功率MOS管的損耗由導通損耗、開關損耗、驅動損耗以及輸出電容COSS損耗組成，分別計算如下。

導通損耗為：

開關損耗為：

其中，

驅動損耗為：

輸出電容損耗為：

因此功率MOSFET的總損耗為：

2.3 輸出整流電路

輸出整流電路包括整流二極管D1、續流二極管D2、電容C10和C11以及電阻R13和R14組成的尖峰吸收網絡[7]。

諧振峰值在20 V時最大，其值為：

整流二極管承受的最大電壓為：

為保證I級降額，整流二極管D1的耐壓應大于2×15.5=31 V。續流二級管D2承受的最大電壓為：

為保證I級降額，續流二極管D2的耐壓應大于2×21.7=43.4 V。

變換器輸出電流為5 A，為保證I級降額，二極管D1和D2的電流必須大于10 A。選擇二極管D1和D2主要參數如下，IF≥30 A，VR≥60 V，VF≤1.2 V，TJ=-55 ～ +175 ℃。

二極管的功耗主要包括導通損耗和開關損耗兩部分。由產品手冊可知，在工作電流5 A時，二極管正向導通壓降UF=0.45 V，在反向電壓為43.4 V時，其結電容為220 pF。

導通損耗為：

開關損耗為：

二極管D1和D2總損耗為：

在選擇二極管時，往往選擇相同的二極管，由于在整流管上的最大電壓值遠小于續流管上的最大電壓，因此一般考慮續流二極管的選擇。同時整流管上的吸收網絡C10和R13一般也不接。續流管上的吸收網絡R14=10 Ω，電容取220 pF。

2.4 輸出濾波電路

輸出濾波電路由輸出電感L2和輸出濾波電容C12及C13組成。設在輸出最大紋波電流ΔIO=IO×20%=1 A，即當輸出電流小于0.5 A時為斷續工作狀態，則輸出濾波電感為：

電感磁芯選擇PC40材料的罐形磁芯，直徑為14 mm，高為8.8 mm，有效截面積Ae為25.8 mm2，體積Ve為0.492 cm3，平均繞線長度為27.5 mm，中心柱有效直徑Dcp=0.61 cm。

工作時磁通密度變化量為：

計算保證電感量所需的匝數為：

實際電感采用0.27漆包線5線并繞10匝，并通過氣隙調整電感量。計算達到所需電感量的氣隙長度為：

此公式需迭代計算，且適用于中心柱為圓形的磁芯，因此，在此直接采用如下公式計算：

將計算結構代入迭代公式，計算得需要氣隙0.3 mm，使電感量不低于11.4 μH。計算電感損耗時，磁芯損耗按照磁芯工作時的磁通密度進行計算。有磁芯手冊可知磁芯損耗密度約為70 mW/cm3。

磁芯損耗為：

線圈的直流阻抗為：

直流損耗為：

計算線圈交流阻抗時，由于集膚效應的影響，有效面積減小的倍數為：

線圈共需要3層，考慮鄰近效應的影響，因此：

電感交流分量為ΔIO=1 A，有效值為：

交流損耗為：

因此，電感總損耗為：

輸出濾波電容的等效串聯電阻ESR的大小直接決定了輸出紋波電壓的大小，變換器要求輸出紋波的峰峰值小于200 mV。因此：

濾波電容量應大于：

同時考慮負載電流發生階躍變化時，輸出電壓的上沖或下沖不能損害負載電路。當輸出負載電流階躍變化時，按照輸出電壓變化3%計算，輸出電容為：

由于變化器要求輸出電容高頻特性好、體積小、容量大且ESR小，因此根據國內元器件水平，選用4個10 V、47 μF的陶瓷電容和25 V、0.1 μF的陶瓷電容并聯，可以滿足輸出濾波和波電壓紋的要求。

2.5 隔離反饋電路設計

變換器采用磁隔離反饋單端正激式電路，磁反饋隔離電路控制器選用UC1901，其工作電壓為4.5～40 V。該模塊電源輸出電壓為直流5 V，因此可以使用輸出電壓直接給UC1901供電。

磁反饋隔離電路由控制器UC1901、隔離變壓器T2以及信號整流濾波電路（D5、C16、R23）組成。其中，Uref的值是1.5 V，所以R16和R17的取值應該滿足：

取R17=5.1 kΩ 時， 則R16=11.9 KΩ。D5、C16以及R23將調幅信號進行整流濾波解調，以取出信號的幅度送到UC1843的反向輸入端，最終控制PWM的脈寬輸出，從而達到閉環穩壓的目的。二極管D5選擇1N4148，C16=6.8 nF，R23=56 kΩ。

UC1901的10腳是內部放大器的同向輸入端，可直接接1.5 V基準信號，11腳是內部放大器的反向輸入端，接輸出電壓的反饋信號，C15和R19是放大器的反饋網絡，可通過試驗確定參數，C15=33 nF，R19=13 kΩ。

C14和R20是振蕩電容和電阻，其振蕩頻率為：

采用內部振蕩，頻率與UC1843R頻率一致，其特點是可以保證最佳線形反饋，且抗干擾能力強。設定UC1901載波頻率f=400 kHz，RT=10 kΩ，則CT=3.1 nF。

DRA和DRB輸出的互補信號可以驅動信號變壓器T2，R21和R22為擴流電阻，取值為5 kΩ，這樣可以將輸出端DRA和DRB的吸電流能力提高到1 mA。隔離變壓器T2的設計要保證勵磁電流不大于1 mA。這樣可以保證電信號傳輸至PWM的2腳進行穩壓控制。

3 實測結果對比

根據上述產品原理設計和計算所得具體參數要求，進行了版圖設計和樣機組裝。對樣機進行實際測試，產品各項輸出滿足技術指標要求，內部各點波形符合計算預期。

4 結 論

本文設計了一款小功率磁隔離單端正激變換器，介紹了整體電路設計原理，并對主要元件的選擇給出了較為詳盡地推導計算和選取原則。樣機整體測試結果表明，電源各項指標均符合要求，輸出穩定且性能良好。