帶飛跨電容的三電平拓撲中SiC MOSFET過電壓與過電流保護

莊桂元 張 興 劉 威 莊加才

帶飛跨電容的三電平拓撲中SiC MOSFET過電壓與過電流保護

莊桂元1張 興1劉 威2莊加才2

（1. 可再生能源接入電網技術國家地方聯合工程實驗室（合肥工業大學） 合肥 230009 2. 合肥陽光電源有限公司 合肥 230088）

為保證SiC MOSFET在三電平拓撲中應用的可靠性，需對其進行過電壓與過電流保護。該文針對短路導致的過電壓情況，提出在中點鉗位（NPC）拓撲中加入大電容值飛跨電容的方法，并結合短路保護，保證發生短路故障時SiC MOSFET不過電壓損壞，且能快速保護關斷，以減小過電流風險。通過搭建短路測試平臺，驗證了三電平電路發生短路故障時，大電容值飛跨電容對SiC MOSFET起到過電壓保護作用，且SiC MOSFET的短路保護時間在2ms以內。

三電平 大電容值 飛跨電容 過電壓保護

0 引言

SiC MOSFET作為寬禁帶半導體器件，與同功率等級的Si IGBT相比，具有耐高溫、耐高壓、散熱性能好、工作頻率高、開關損耗小等優點，其在高頻高壓的場合下有更好的應用前景[1-4]。但SiC MOSFET的短路承受時間較短[5]，若電路因過載、內部驅動錯誤、干擾或控制不當等原因出現短路故障，此時SiC MOSFET未及時關斷，將導致其短路失效，器件永久損壞[6-9]。將SiC MOSFET應用在三電平拓撲中，有利于減小功率變換器的損耗，從而提高其輸出效率[10-11]，但同時其短路的情況也更加復雜。發生短路故障時，SiC MOSFET若無保護措施，將因過電流或過電壓而損壞。因此，三電平拓撲中SiC MOSFET的過電壓與過電流保護對提高系統工作可靠性具有重要意義。

對SiC MOSFET進行短路保護（Short Circuit Protection, SCP），能夠有效防止其過電流損壞[12]。主要方法有源極串電阻法[13]、雜散電感檢測法[14]、門極電荷檢測法[15]、退飽和法（又稱DESAT法）[16]及印制電路板（Printed circuit boards, PCB）羅氏線圈法[17]等。目前最有效且應用最為廣泛的短路保護方法為DESAT法與PCB羅氏線圈法。文獻[18]測試了兩種方法在相同短路故障下的短路保護能力，證明其均能對SiC MOSFET進行短路保護。其中，PCB羅氏線圈法雖能快速檢測故障，并快速保護SiC MOSFET，但其設計相對復雜（包括線圈制作與積分電路設計），且成本較高。為降低成本，同時簡化設計，本文中點鉗位（Neutral Point Clamped, NPC）三電平拓撲中SiC MOSFET的短路保護采用DESAT法。

SiC MOSFET的過電壓保護方法主要是在各開關管兩端并聯一個RCD吸收電路（即電阻、電容、二極管的組合電路），以減小開關管關斷時因寄生電感存在而產生的電壓過沖[19-20]。若在NPC三電平拓撲中發生短路故障，可能導致某些開關管瞬間過電壓，此時RCD吸收電路不起作用，需尋求新的過電壓保護方法。針對短路導致的過電壓情況，本文在NPC拓撲中加入大電容值的飛跨電容，能夠有效地對內管起電壓鉗位作用，同時避免了小電容值飛跨電容充放電速度過快所可能出現的短路過電壓問題，而外管電壓將由鉗位二極管進行鉗位。在NPC三電平拓撲的正常工作狀態及可能出現的六種短路狀態中，大電容值的飛跨電容均能有效地起到過電壓保護作用。

綜上所述，本文結合DESAT法，通過在NPC拓撲中引入大電容值的飛跨電容，簡化了過電壓保護電路的設計，同時對三電平拓撲中的SiC MOSFET起到過電壓與過電流保護作用。本文還對NPC三電平拓撲中的短路狀態進行分析，并對飛跨電容的選取方法、SiC MOSFET的驅動電路設計進行說明，確保設計電路能在各種短路故障下起到保護作用。最后，本文搭建了NPC三電平拓撲的短路測試平臺，對三電平電路的短路狀態進行測試，實驗結果表明，所設計電路中各開關管無過電壓現象，且能夠在2μs內切除短路故障，驗證了所設計電路的過電壓與過電流保護效果。

1 三電平拓撲工作狀態分析

1.1 正常工作狀態

圖1所示為常見的NPC三電平拓撲，常用于DC-DC變換器中，在增大電壓等級的同時能夠實現大功率變換。圖中，DC為直流母線電壓，d1d2為直流母線電容，S1～S4為SiC MOSFET，VD1～VD4為SiC MOSFET的體二極管，VDa、VDb為鉗位二極管，L為負載電流（設定從A點流出為正方向）。正常工作時，S1、S2驅動信號相同，S3、S4驅動信號相同，但為了避免橋臂直通的危險，內管（S2、S3）與外管（S1、S4）之間設有一定的死區時間，以滿足“外管先于內管關斷，內管先于外管導通”的原則。內管對（S2、S3）之間與外管對（S1、S4）之間也均設有死區。三電平拓撲的典型驅動波形如圖2所示，圖中，1～2、3～4、5～6、7～8為內外管死區時間，記為d1；0～1、4～5為內管對死區時間，記為d2；3～6為外管對死區時間，記為d3。

表1為NPC三電平拓撲的四種正常工作模態，分別為P模態、O1模態、O2模態、N模態。結合圖1、圖2可知：

圖2 三電平拓撲典型驅動波形

表1 NPC拓撲的四種正常工作模態

Tab.1 Four working modes of NPC topology

（1）當L＞0時，如圖1a有①②③三條電流回路。其中，P模態對應①回路，電流經S1、S2流向負載；O1模態對應②回路，電流經VDa、S2流向負載；O2模態、N模態對應③回路，電流經VD3、VD4（或S3、S4）流向負載。

（2）當L＜0時，如圖1b有④⑤⑥三條電流回路。其中，P模態、O1模態對應④回路，電流經VD1、VD2（或S1、S2）從負載流入；O2模態對應⑤回路，電流經S3、VDb從負載流入；N模態對應⑥回路，電流經S3、S4從負載流入。

1.2 短路狀態分析

在運用NPC三電平拓撲時，盡管遵循了“外管先于內管關斷，內管先于外管導通”的原則，在一定程度上避免了橋臂直通的風險。但將SiC MOSFET應用在NPC三電平拓撲中時，因SiC MOSFET的門極閾值電壓低，且易受寄生參數影響，在實際工作中容易發生誤導通現象[9]，體現為NPC三電平拓撲中的不同短路狀態。表2列出了NPC三電平拓撲可能出現的六種短路狀態。表中，“0”表示開關管關斷，“1”表示開關管導通，“0-1”表示開關管誤導通，短路狀態1、4稱為內管短路，短路狀態2、5稱為外管短路，短路狀態3、6稱為橋臂直通。短路狀態1～3即上橋臂開關管正常導通時，下橋臂開關管誤導通造成的短路故障，短路狀態4～6即下橋臂開關管正常導通時，上橋臂開關管誤導通造成的短路故障（上橋臂指S1、S2，下橋臂指S3、S4）。短路狀態1～3與短路狀態4～6的短路情況相同，僅上下橋臂的區別，因此本文僅對短路狀態1～3進行分析，短路狀態4～6的分析類似，不再贅述。

表2 NPC拓撲的六種短路狀態

Tab.2 Six short circuit states of NPC topology

（1）短路狀態1：S1、S2正常導通時，S3誤導通，形成d1-S1-S2-S3VDb-d2的回路，S1～S3存在過電流風險。此時S4被鉗位二極管VDb所鉗位，無過電壓風險。

（2）短路狀態2：S1、S2正常導通時，S4誤導通，該狀態下，S3需承受全部的母線電壓，在電壓等級較高時將直接過電壓損壞。

（3）短路狀態3：S1、S2正常導通時，S3、S4誤導通，形成d1-S1-S2-S3-S4-d2的回路，S1～S4存在過電流風險。

2 飛跨電容引入

根據上述NPC三電平拓撲短路狀態的分析可以發現，在短路狀態2、4時，內管因無鉗位措施將瞬間過電壓損壞，這對于成本較高的SiC MOSFET而言是需要避免的。因此，為了保證SiC MOSFET在NPC三電平電路中發生短路故障時，不因過電壓而損壞，本文在NPC拓撲中VDa的陰極與VDb的陽極之間并聯一個大電容值飛跨電容，以形成圖3所示的飛跨電容型NPC拓撲，對內管的電壓起鉗位作用，圖中，SS即為飛跨電容。

圖3 飛跨電容型NPC拓撲

2.1 飛跨電容型NPC拓撲過電壓保護分析

飛跨電容型NPC拓撲由F. Canales首次提出[21]，將飛跨電容SS引入NPC拓撲，有助于通過移相控制方法實現DC-DC變換器所有開關管的零電壓開通（Zero Voltage Switch, ZVS），以減小開關損耗。正常運行時，SS預充電至DC/2，并保持穩定，對內管進行鉗位，防止內管過電壓損壞。同時，飛跨電容SS還起到了平衡母線電容（d1、d2）電壓的作用[22-24]。發生短路故障時，短路電流流經飛跨電容SS，對其進行充放電，有

式中，DVss為飛跨電容電壓的變化量；Iss為飛跨電容在短路期間的平均電流；為短路持續時間。可以看出，SS電容值越小，其兩端電壓的變化量越大，即充放電速度越快。

圖4為飛跨電容型NPC拓撲短路故障時的短路電流回路，其中，Iss為流過SS的電流，箭頭所指方向定義為正方向。圖4中，①②③為短路狀態1～3的短路電流回路，分別為SSS2-S3SSd1-S1SSS4d2和d1S1-S2-S3-S4d2。①回路為短路狀態1的短路回路，稱為內管短路回路，飛跨電容SS放電；②回路為短路狀態2的短路回路，稱為外管短路回路，飛跨電容SS充電；③回路為短路狀態3的短路回路，稱為橋臂直通回路，飛跨電容SS的充放電情況需通過實驗考查。

圖4 飛跨電容型NPC拓撲短路電流回路

可以發現，當電路為短路狀態2時，飛跨電容SS充電，DVss增加，則此時S3管兩端電壓ds3為

可知，在短路故障期間，只要保證ds3不超過開關管的耐壓值，就能避免其過電壓損壞。因此選擇合適電容值的飛跨電容，使得DVss在短路期間較小，以保證在發生外管短路故障時，其電壓不超過內管的擊穿電壓，避免內管過電壓損壞；在發生內管短路時，輸入電壓與其電壓的差值不超過外管的擊穿電壓，避免外管過電壓損壞。同時，由于寄生電感的存在，開關管在關斷時承受的最大電壓會超過飛跨電容電壓（飛跨電容電壓加上寄生電感產生的感應電動勢），因此，SS的最大電壓值在設計時應留有一定的裕量。

2.2 飛跨電容影響分析

考慮到飛跨電容的引入可能會對電路的正常工作產生一定的影響，對此進行分析[25]，包括飛跨電容引入對開關器件的影響以及對整個電路的影響。以半橋三電平LLC諧振變換器為例，電路如圖5所示，工作波形如圖6所示，其中開關頻率略小于諧振頻率，忽略寄生電容充放電過程[26]。圖5中，r為諧振電感，r為諧振電容，m為勵磁電感，T為變壓器，VDR1～VDR4為二次側整流二極管，o為輸出濾波電容，L為負載電阻，ir為諧振電流，im為勵磁電流。

圖5 半橋三電平LLC諧振變換器

圖6 半橋三電平LLC諧振變換器工作波形

[0,1]：0前，諧振電流ir為負，S1、S2的體二極管導通，電流回路為d2m-r-r-VD2VD1-d1。0時刻，S2零電壓開通，電流回路不變，諧振電流ir由負變正后，電流回路變為d2-VDa-S2-r-r-m-d2，此時m不參與諧振，二次側整流二極管VDR1、VDR4導通。

[1,2]：1時刻，S1零電壓開通，電流回路為d1- S1-S2-r-r-m-d2，m不參與諧振，二次側整流二極管VDR1、VDR4導通。當ir=im時，m參與諧振，二次側整流二極管均為截止狀態。

[2,3]：2時刻，S1關斷，電流回路變為d2-VDa- S2-r-r-m-d2，m參與諧振，二次側整流二極管均為截止狀態。

[3,4]：3時刻，S2關斷，電流回路變為VD3-r-r-m-VD4，m不參與諧振，二次側整流二極管VDR2、VDR3導通。

[4,5]：4前，諧振電流ir為正，S3、S4的體二極管導通，電流回路為VD3-r-r-m-VD4，m不參與諧振，二次側整流二極管VDR2、VDR3導通。4時刻，S3零電壓開通，電流回路不變，諧振電流ir由正變負后，電流回路變為d2-m-r-r-S3-VDb-d2，此時m不參與諧振，二次側整流二極管VDR2、VDR3導通。

[5,6]：5時刻，S4零電壓開通，電流回路為S4-m-r-r-S3，m不參與諧振，二次側整流二極管VDR1、VDR4導通。當ir=im時，m參與諧振，二次側整流二極管均為截止狀態。

[6,7]：6時刻，S4關斷，電流回路變為d2-m-r-r-S3-VDb-d2，m參與諧振，二次側整流二極管均為截止狀態。

[7,8]：7時刻，S3關斷，電流回路變為d2m-r-r-VD2VD1-d1，m不參與諧振，二次側整流二極管VDR1、VDR4導通。

上述1～8時間段對電路的分析中，飛跨電容SS未參與工作，電路處于穩定工作狀態。因此，飛跨電容的引入不會影響環路穩定性。

為探究飛跨電容對器件開關波形的影響，通過仿真進行有無飛跨電容半橋三電平LLC諧振變換器的開關特性對比。其中，仿真的直流母線電壓DC=1 500V，開關管電壓承受能力為半母線電壓750V，仿真結果如圖7所示。結果表明，飛跨電容的引入會增大開關管的尖峰電壓，且振蕩幅度略微增大，但均在可接受范圍內，采用1 200V耐壓的開關管即能保證電路的正常工作。

3 驅動、保護電路設計

在保證各開關管在短路故障時不過電壓損壞的基礎上，需要考慮快速切除短路故障，以避免開關管過電流損壞。本文采用的短路保護方法為DESAT法。

圖7 有無飛跨電容的半橋三電平LLC諧振變換器仿真結果

3.1 DESAT法原理

圖8為DESAT法原理圖，圖中，CC為輔助電源的電壓，S為恒流源（僅在SiC MOSFET導通時工作），B、B、VDB分別為DESAT電容、DESAT電阻、DESAT二極管，TH為參考電壓，GD為SiC MOSFET的驅動單元，SCP為SiC MOSFET的短路保護單元，U點對地電壓稱為DESAT電壓。圖8中，Fault為比較器輸出信號，SiC MOSFET正常導通時，其輸出為低電平，SCP單元不動作；短路故障時其輸出高電平，SCP單元動作，SiC MOSFET保護關斷。

圖8 DESAT法原理圖

SiC MOSFET正常導通時，DESAT電壓應滿足

式中，VB為DESAT電壓；VB為B兩端電壓；DB為VDB的導通壓降；ds.on為SiC MOSFET通態壓降。此時比較器輸出為低電平，SCP單元不動作。

當SiC MOSFET發生短路故障，DS瞬間增大，DESAT二極管VDB截止，恒流源S對DESAT電容B進行快速充電，從而VB＞TH，比較器輸出高電平，短路保護單元SCP動作，觸發SiC MOSFET保護關斷。

3.2 驅動電路設計

本文選取Texas Instrument的ISO5852S作為SiC MOSFET驅動芯片，該芯片帶有DESAT功能，且僅在開關管導通時起作用，其DESAT閾值電壓的典型值為9V[27]。通過芯片的DESAT引腳檢測漏源極電壓DS，當DESAT電壓超過設定閾值電壓，驅動芯片發出故障信號，同時封鎖驅動脈沖，SiC MOSFET保護關斷。SiC MOSFET正常關斷時的關斷速度很快，高d/d與雜散電感形成漏源極電壓的電壓過沖。如果在短路保護關斷時以同樣的速度關斷SiC MOSFET，將出現很大的電壓過沖，嚴重時將導致SiC MOSFET過電壓損壞。芯片內部的軟關斷功能能夠很好地解決這個問題。當芯片的短路保護功能觸發，SiC MOSFET將以較慢的速度關斷，產生較小的電壓過沖。

圖9為本文所設計的部分驅動電路，圖中，CC和EE分別為驅動正壓、負壓，gh、gl、on、off、VDoff為驅動電阻元件。ISO5852S的輸出端（OUTH/ OUTL）串接電阻X至DESAT端，以加快B在短路故障時的充電速度，從而縮短短路保護時間。S、S用于調節SiC MOSFET的軟關斷速度，防止關斷速度過快帶來過大的電壓過沖，損壞開關管[28]。NPN三極管與PNP三極管所組成的推挽電路用于增加驅動電路的驅動能力。

圖9 SiC MOSFET的驅動電路

4 實驗

為了驗證所設計電路的短路保護效果，本文搭建了NPC三電平拓撲的短路測試平臺，如圖10所示。圖11為其中的短路測試電路。圖中，為已知電感值的負載電感（本文選取=225mH），并聯于S3管漏極與S4管源極之間。

圖12為NPC三電平拓撲六種短路狀態的短路測試脈沖設置，通過向開關管S1～S4發送如圖12a～圖12c所示脈沖信號，模擬短路故障，進行短路狀態1～3的短路測試。其中，每種短路狀態又可分兩種短路情況（開通瞬間短路與導通期間短路），驅動波形如圖13所示。本文短路狀態1～3的短路測試中，開通瞬間短路是指上橋臂兩個開關管開通瞬間，下橋臂有開關管同時誤導通，即S1、S2開通瞬間，S3或S4或S3、S4同時誤導通造成瞬間短路故障；導通期間短路是指上橋臂兩個開關管處于導通狀態時，下橋臂有開關管誤導通，即S1、S2導通期間，S3或S4或S3、S4同時誤導通所造成的短路故障。

圖10 NPC三電平拓撲短路測試平臺

圖11 短路測試電路

圖12 NPC拓撲的短路狀態

圖13 驅動脈沖設置

本文采用Infineon公司1 200V/200A的SiC MOSFET模塊FF6MR12W2M1_B11進行實驗。其短路測試驅動電路參數見表3，驅動電壓為15V/-3V。SiC模塊額定電流為200A，短路電流最大值為其8～10倍，約為2 000A，短路持續時間設計不超過2ms，若DVss=50V，根據式（1），選取飛跨電容SS=80mF，直流母線電容d1=d2=240mF。

表3 短路測試驅動電路參數

Tab.3 Short circuit test parameters drive circuit

設定直流母線電壓DC=1 500V，實驗開始時，需對飛跨電容SS進行預充電，使飛跨電容電壓Vss穩定于750V時再對母線電容進行充電，DC=1 500V時斷開直流電壓源，向SiC MOSFET發送脈沖信號，驅動脈沖設置如圖13所示，內外管死區時間設置為100ns。由于所選SiC MOSFET模塊的引腳短，難以用商用羅氏線圈測取其開關管電流，因而僅通過示波器觀察其柵源極電壓GS波形以及漏源極電壓DS波形，同時觀察飛跨電容SS的充放電電流Iss，測試結果如圖14～圖16所示。

短路狀態1～3中，SiC MOSFET保護關斷時，其關斷速度明顯小于正常關斷時的關斷速度，例如圖14c中，短路狀態1導通期間短路情況下，GS2的下降速度明顯小于GS3的下降速度，說明S2觸發保護關斷，芯片的軟關斷功能使能。因而可以通過觀察SiC MOSFET的GS波形來判斷其是否觸發保護。本次實驗中，各個SiC MOSFET的電壓過沖均小于250V，無過電壓風險。

圖15 短路狀態2測試波形

開關管保護關斷，短路電流能夠在短時間內下降為0。定義短路電流持續時間為短路保護時間，則短路狀態1、2中飛跨電容SS的放電電流、充電電流即為短路電流，而短路狀態3中，由于飛跨電容SS存在放電和充電兩個過程，不能用其表示短路電流，僅記SS開始放電至充電結束的時間為短路保護時間。短路保護時間與最大短路電流見表4，從圖14～圖16及表4可以發現，短路狀態1～3的短路保護時間在2ms以內，且短路狀態1、2的最大短路電流為1 500A，小于所選SiC MOSFET額定電流的10倍。

圖16 短路狀態3測試波形

表4 短路保護時間與最大短路電流

Tab.4 Short circuit protection time and maximum short circuit current

短路狀態1的短路回路為圖4所示的①，即為SS-S2-S3-SS，實際處于短路狀態的是S2、S3。圖14為短路狀態1測試波形，觀察GS2、GS3波形可以發現，在開通瞬間短路情況下，S2、S3先后保護關斷，避免了開關管損壞的風險。而在導通期間短路情況下，S3未導通前，S2的DESAT電容B已經開始充電，因而在發生短路故障時，其DESAT電壓相比S3更快到達閾值電壓，S2率先保護關斷，短路回路①被切除，S3DESAT電壓未到達其閾值，恢復正常導通狀態，開關管無損壞風險。如圖14b和圖14d所示，S4被鉗位二極管VDb所鉗位，最大電壓為880V，無過電壓風險。

短路狀態2的短路回路為圖4所示的②，即為d1-S1-SS-S4-d2，實際處于短路狀態的是S1、S4。圖15為短路狀態2測試波形，觀察GS1、GS4波形可以發現，在開通瞬間短路情況下，S1、S4先后保護關斷，避免了開關管損壞的風險。而在導通期間短路情況下，S4未導通前，S1的DESAT電容B已經開始充電，因而在發生短路故障時，其DESAT電壓相比S4更快到達閾值電壓，S1率先保護關斷，短路回路②被切除，S4DESAT電壓未到達其閾值，恢復正常導通狀態，開關管無損壞風險。如圖15b和圖15d所示，S3被大電容值飛跨電容SS所鉗位，最大電壓為915V，無過電壓風險。

短路狀態3的短路回路有3條，為圖4所示的①、②和③，即為SS-S2-S3-SS、d1-S1-SS-S4-d2和d1-S1-S2-S3-S4-d2。實際工作中，S1～S4均處于短路狀態，電路處于橋臂直通狀態，短路回路為回路③，若外管先保護關斷，則短路回路變為回路①，SS放電；若內管先保護關斷，則短路回路變為回路②，SS充電。從圖16短路狀態3測試波形中Iss波形可以發現，飛跨電容SS先放電后充電，因而短路回路為③→②。觀察GS1～GS4波形可以發現，在開通瞬間短路情況下，S1、S2保護關斷，短路回路被切除，S3、S4繼續導通，開關管無損壞風險；在導通期間短路情況下，S2～S4保護關斷，短路回路被切除，S1繼續導通，開關管無損壞風險。

觀察圖14、圖15的DS波形可以發現，DS電壓上升的開關管更快地觸發短路保護（GS更快下降至負壓），DS電壓下降的開關管觸發短路保護的時間相對較長，甚至沒有觸發保護。原因在于發生短路故障時，導通狀態（包括誤導通狀態）的開關管DS若快速增大，則較大的d/d將通過VDB的結電容向B充電，加快其充電速度，更快到達DESAT閾值電壓，更快觸發保護關斷；導通狀態（包括誤導通狀態）的開關管DS若快速減小，則較大的d/d將通過VDB的結電容從B抽取電流，減慢其充電速度，因而其到達DESAT閾值電壓的時間相對較長，觸發短路保護的時間也更長。

5 結論

本文針對三電平拓撲中的SiC MOSFET因短路故障而過電壓、過電流損壞這一問題，結合短路保護方法——DESAT法，在NPC拓撲中引入大電容值飛跨電容，在實現所有開關管短路保護的同時，避免開關管過電壓損壞的風險。在短路測試中，開關管能夠有效地觸發短路保護，且各開關管的最大電壓均不超過其擊穿電壓，驗證了本文拓撲改進及驅動設計的可行性，有效地實現了NPC三電平拓撲中的SiC MOSFET過電壓與過電流保護。

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Overvoltage and Overcurrent Protection of SiC MOSFET in Three-Level Topology with Flying Capacitor

1122

（1. National and Local Joint Engineering Laboratory for Renewable Energy Access to Grid Technology Hefei University of Technology Hefei 230009 China 2. Sungrow Power Supply Co. Ltd Hefei 230088 China）

In order to ensure the reliability of SiC MOSFET application in three-level topology, it is necessary to carry out overvoltage protection and overcurrent protection. According to the overvoltage caused by short circuit, combined with the short circuit protection method, this paper proposes a method of adding a flying capacitor with a large capacitance to the Neutral Point Clamped (NPC) topology. In this way, the SiC MOSFET is not damaged when a short circuit fault occurs and can be quickly turned off to reduce the risk of overcurrent. By setting up a short-circuit test platform, it is verified that when a short-circuit fault occurs in the three-level circuit, the flying capacitor with large capacitance can protect SiC MOSFET from overvoltage, and the short-circuit protection time of SiC MOSFET is less than 2ms.

Three-level, large-capacitance, flying capacitor, overvoltage protection

TN386.1; TM131.1

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191638

國家自然科學基金聯合基金資助項目（U1766207）。

2019-11-26

2020-02-15

莊桂元 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為SiC MOSFET的短路保護。E-mail: zhuang_guiyuan@126.com（通信作者）

張 興 男，1963年生，教授，博士生導師，研究方向為智能光伏發電及其逆變控制技術。E-mail: honglf@ustc.edu.cn

（編輯 崔文靜）