基于FPGA 的鐵磁物質探測系統設計與研究

（上海理工大學醫療器械與食品學院，上海 200093）

0 引言

磁共振成像（Magnetic Resonance Imaging，MRI）［1］與目前臨床上應用普遍的醫學影像檢查手段X 線CT 檢查相比，雖無電離輻射危害但設備所在物理空間有強磁場存在（0.2～3.0T），第一大安全隱患就是鐵磁性物質誤入造成的設備損壞和人員傷亡事故。由于MRI 區域內強磁環境影響，對于隱藏、植入、附著于患者/工作人員/訪客身體的危險細小鐵磁金屬物體檢測更進一步增加了難度［2］。

基于磁通門傳感器原理的鐵磁探測系統［3］被廣泛應用于航空探潛、海洋監測、地下和水下鐵磁物體的探測、地震預測以及醫學核磁共振等各領域。

磁通門信號常用檢測方法［4］有脈沖幅值法、脈沖間隔法等。對于脈沖幅值法［5］，由于磁芯微觀磁性能、應變應力、熱騷動等外界因素影響，存在一些很難計值的尖峰，會直接威脅脈沖幅值法的零輸入穩定性和精確性。而對于脈沖間隔法［6］，被測磁場的橫向分量與激勵磁場、被測磁場在探頭軸向分量的疊加作用使磁芯加深飽和度，干擾了磁通門信號脈沖間隔測量的準確性。

經理論分析，任意偶次諧波都可以反映被測磁場的大小，而二次諧波［7］在各偶次諧波中幅值最大，故選取其作為被測磁場的度量。如果激磁信號是非正弦信號，信號中就會存在偶次諧波成分，偶次諧波成分會給磁通門帶來系統噪聲。因此，采用正弦信號作為激磁信號，具有較強的抗畸變能力，且不含偶次諧波成分，對提高磁通門靈敏度的激磁電路設計具有重要意義。

目前，國外醫用鐵磁探測主流產品為英國Metrasens公司的ferroguard 系列MRI 檢測系統，其性能優異彌補了傳統金屬檢測儀器在MRI 檢測中的缺點和不足，但是其價格高昂，且技術保密性嚴格。而國內廣泛采用的模擬式信號檢測處理方法易受電子器件和外部強磁環境影響，系統的穩定性及檢測準確性和靈敏度不高。本文在上述理論分析基礎上，設計了一種提高MRI 檢測區域內強磁場環境下鐵磁探測系統靈敏度和整體性能的方法：根據磁通門傳感器測磁原理，以FPGA 作為系統主控制器，改變傳統模擬信號的檢測方式，采用基于二次諧波原理的數字信號處理并嘗試增加濾波算法以提高系統鐵磁性物質探測靈敏度，可將此處理方法推廣到其它弱磁探測領域，應用前景廣泛。

1 系統整體方案設計

基于磁通門傳感器的鐵磁探測系統整體方案如圖1所示，主要包括磁通門傳感器模塊、激勵信號模塊、信號調理模塊、數據采集模塊、FPGA 內部數字信號處理和算法模塊及報警模塊?？删幊踢壿嬈骷﨔PGA 作為主控器驅動外部DDS 模塊產生正弦激勵信號并傳給磁通門探頭1，在磁通門探頭鐵芯到達過飽和后，將外部磁場調制到激勵的交變磁場中，經過探頭轉化為電壓信號。轉化完成后的電信號經過信號調理后，再由ADC 采集到FPGA 主控中進行數字信號處理：①首先對由探頭1 采集到的電壓信號做基于數字正交鎖相的二次諧波式檢波，探頭2 的信號處理方式與探頭1 完全相同；②將探頭1 處理好的信號作為輸入信號，探頭2 的信號作為參考信號，同時進入濾波模塊進行算法處理，最后將數據輸出作為評判標準驅動語音燈光報警。

Fig.1 Overall scheme design of ferromagnetic detection system圖1 鐵磁探測系統總體方案設計

2 硬件系統方案設計

系統硬件從信號傳感器端到信號處理端，主要包括：磁通門傳感器模塊、激勵信號模塊、信號調理模塊以及數據采集模塊。系統主控制模塊使用可編程邏輯器件FP?GA，型號為Xilinx_ZYNQ7000。

2.1 磁通門傳感器模塊

磁通門現象［8］實際上屬于變壓器效應的衍生現象，因此磁通門傳感器與變壓器結構類似。如圖2 所示，取高磁導率、易飽和材料作為磁芯，在其上分別繞兩組線圈：一組作為激勵線圈，另一組作為感應線圈。在交流信號的激勵下，使磁芯處于周期性飽和狀態，當磁芯處于非飽和磁場中，其磁導率變化緩慢，而當磁芯達到飽和時，其磁導率變化明顯，此時被測磁場被調制進感應電勢中，可以通過測量磁通門傳感器感應電勢中能夠反映被測磁場的量來度量磁場。磁通門傳感器的工作過程中，磁芯的飽和點［9］貌似一道“門”，通過這道“門”，被測磁場被調制成偶次諧波的感應電動勢，從而反映待測磁場的大小。

Fig.2 Fluxgate sensor structure圖2 磁通門傳感器結構

磁通門傳感器測量磁場的結構原理如圖3 所示。運動的鐵磁性物質在交變激勵磁場下磁化產生磁性，即為待測磁場信號［10］。當傳感器磁芯達到飽和時，待測磁場信號被調制，從而產生反映其磁場強度大小的感應動勢（偶次諧波）［11］。信號處理部分完成對偶次諧波的檢測和提取。

Fig.3 Structure principle of magnetic field measured by fluxgate圖3 磁通門測量磁場結構原理

2.2 激勵信號模塊

信號激勵模塊采用主控芯片FPGA 驅動外部直接頻率合成芯片AD9833［12］以產生20KHz 的正弦激勵信號。AD9833 為ADI 公司生產的一款直接數字頻率合成器，其價格功耗低且外圍電路簡單、頻率和相位可編程。FPGA與AD9833 接口配置如圖所示，由于AD9833 為三線SPI接口，因此兩者之間通過SPI 協議進行通信。在系統時鐘和使能信號正常工作后，FPGA 將配置好的16 位命令控制字通過spido 接口寫入AD9833 相關的寄存器中，從而在VOUT 端輸入所需要的正弦激勵信號。由于AD9833 內部集成了10bits 的數模轉化器（DAC），直接輸出為可用的模擬信號，無需再外置DAC。

2.3 信號調理模塊

通常被測的物體體積較小，經磁通門傳感器感應出來的信號比較微弱，且檢測環境對于被測信號有一定干擾，因此要對被測信號進行信號調理后再由AD 采集到FPGA中作進一步處理。理論上講，信號調理模塊需要對信號進行選頻放大［13］，但是增加一級濾波會引入一些隨機噪聲，且在FPGA 中會對信號作正交鎖相放大處理，因此此模塊只對信號進行放大處理。如圖5 所示，傳感器信號放大模塊放大部分，分別為一級放大和兩級放大，放大倍數都為10 倍，因此整體放大100 倍。

Fig.4 Interface configuration between FPGA and AD9833圖4 FPGA 與AD9833 接口配置

Fig.5 Signal amplification module圖5 放大模塊

2.4 數據采集模塊

數據采集模塊使用24bits 的AD7760 芯片，具有寬輸入帶寬、高信噪比（SNR）、集成度高以及適合高速采集等特點。AD7760［14］與FPGA 的接口配置如圖6 所示。系統上電復位后，首先等待至少2 個MCLK 周期；然后通過PARD［15：0］接口按照相應的地址寫入4 個寄存器的值，先寫寄存器地址再寫寄存器值以設置正確的時鐘頻率和數據輸出速率；最后進行數據采集，先輸出低16 位有效位，再輸出高16 位有效位，并且都是低8 位在前，高8 位在后，其中低16 位有效位的低8 位為狀態位，因此要從AD 讀取一個轉換結果，需進行兩次16 位讀操作。而且每次有新的轉換結果，DRDY 引腳則輸出一個低電平有效的脈沖，隨后嚴格按給定時序先將nRD/WR 置低，然后將nCS 置低，在其均變為低電平不久，數據總線將變為有效狀態，然后輸出高16 位有效位，保持一定時間的低電平后先將nCS 電平置高，再將nRD/WR 電平置高，則完成一次16 讀操作，高電平需至少保持一個完整的ICLK 周期才能進行第二次低16 位有效位的讀取。將讀出的數據寄存在FIFO 中作為緩存，以待后續數據處理。

3 信號處理及算法方案設計

從ADC 中采集到的數據先暫存在FIFO 中，然后對其進行數字信號處理和濾波算法處理。此模塊對于感應信號的提取和處理采用了基于數字正交鎖相的二次諧波法和自適應濾波算法。

Fig.6 Interface configuration between AD7760 and FPGA圖6 AD7760 與FPGA 的接口配置

3.1 基于數字正交鎖相的二次諧波法

經由交變激勵磁場調制的待測磁場經過磁通門傳感器感應出電信號，感應信號的偶次諧波可反映磁場大小，但其中二次諧波分量最大，因而一般采用二次諧波提取法表征磁場大小。一般而言，提取特定頻率的信號有選頻放大和鎖相放大［15-16］兩種方法。鎖相放大的結構和考慮因素較選頻放大復雜，但是實際效果要比選頻放大好，故本文采用數字式的正交鎖相放大。信號來自于ADC 采集的數字信號，全部在FPGA 內進行處理，與模擬式的信號處理相比，受器件性能及外部溫度環境影響小，抗干擾能力強。

基于數字正交鎖相的二次諧波法如圖7 所示。

Fig.7 Second harmonic method based on digital orthogonal phase-locked圖7 基于數字正交鎖相的二次諧波法

已經由ADC 采集好的兩路探頭轉化信號：輸入信號和參考信號。參考信號通過相移電路之后得到一組正交信號，再將其與輸入信號相乘，得到兩路信號VI和VQ如式（1）和式（2）所示，將所測頻率的頻譜搬移到基帶上以方便進行預濾波處理。

然后，經過一個窄帶的低通濾波器濾掉基帶以外的頻率分量，得到所需信號；最后將濾波器輸出進行平方、求和，再開方，所求頻點信號幅度V如式（3）所示。

3.2 自適應濾波算法

在微弱信號檢測和信號去噪領域［17］，自適應濾波器［18］在某種程度上可以最優化方式消除包含在有用信號中的未知干擾。有用信號用作自適應濾波器的期望響應，參考信號用作濾波器的輸入。其中，參考信號可以來自于定位的某一傳感器或一組傳感器［19］，并以承載的新信號是微弱的或基本不可預測的方式，供給基本信號。

自適應濾波算法如圖8 所示，在本文中，基本輸入d（n）中含正交鎖相解調后反映磁場大小的信號和背景干擾噪聲，參考輸入u（n）只含背景干擾噪聲。首先計算線性濾波器對輸出及輸入信號的響應y（n），然后通過比較產生誤差e（n），根據誤差自動調整濾波器參數［20］，在收斂后，參考輸入也即背景噪聲便從輸入信號中消除。本文調整濾波器參數的校正因子采用最小均方（LMS）更新算法［21］。

Fig.8 Adaptive filtering algorithm module圖8 自適應濾波算法模塊

4 系統測試與結果分析

實驗檢測系統如圖9 所示，將搭建好的簡易檢測系統置于MRI 室外進行實驗檢測，將探頭垂直固定，兩個探頭經由電路系統處理后將數據通過串口連接至PC 端，在上位機波形顯示窗口實時觀察信號波形，從而判斷是否有鐵磁性物質通過。在本實驗中，分別將手機、小刀（代替手術刀）、鑰匙和硬幣作為被測物檢測系統性能，如圖10 所示。

Fig.9 Construction of detection system圖9 檢測系統搭建

首先排除檢測距離對實驗結果的影響，統一在離檢測系統60cm 處進行標記，實驗人員手持被測物從標記處走過，得到不同被測物的信號波形，如圖11 所示。為方便觀察波形，將ADC 采集得到的信號數字碼進行數字信號處理和自適應濾波算法處理，用MATLAB 繪制出波形圖。如果沒有鐵磁物質經過傳感器，信號波形比較平穩，近乎為直線輸出；當有鐵磁物質靠近時，平穩波形會發生波動，從而引發報警系統示警。由圖11 可知，在被測物離探測系統60cm 處，手機對傳感器的擾動最為明顯，硬幣最小。而沒有進行數字信號和自適應濾波算法處理的系統無法檢測到50cm 處的硬幣，因此證明此方案對于靈敏度檢測有一定提高。

Fig.10 Measured objects圖10 被測物

Fig.11 Signal waveforms of different measured objects圖11 不同被測物信號波形

本文設計實驗檢測系統靈敏度，在頻率為100～400Hz的激勵磁場下，在與傳感器平行位置放置數字特斯拉計，用來測量檢測物通過時傳感器輸出的磁場大小，并用FUL?KE 5 位半數字電壓表測量傳感器的輸出電壓，靈敏度單位為uV/nT。記錄如表1 所示。

Table 1 System sensitivity parameters表1 系統靈敏度參數

在100～400Hz 的激勵范圍內，得到系統的平均靈敏度為1.66uV/nT，相比于原系統1.49uV/nT，靈敏度提高了10.3%。

接下來檢驗檢測距離對結果的影響，在離檢測系統40cm、50cm、60cm、70cm、80cm 以及90cm 處做標記，按照上述實驗分別做同樣檢測動作，觀察不同被測物在不同檢測距離下的波形情況如表2 所示。由測試結果可知，此系統對于磁共振檢測中常見的鐵磁性物質的探知識別距離可以達到1m 左右，原系統的檢測距離只有0.5m。

Table 2 Waveforms of different measured objects at different detection distances表2 不同被測物在不同檢測距離下的波形情況

5 結語

本文設計了一種基于數字信號處理方法和濾波算法的可提高核磁共振室外鐵磁探測精度和準確度的系統。在眾多模擬式信號處理方法原理基礎上，采用數字式信號處理方式并通過算法優化極大提高系統精度和可靠性。通過實驗結果可知，對于核磁共振檢測中常見的鐵磁性物質的檢測靈敏度提高效果顯著，檢測距離可達1m?？蓪⒃摲N方法可推廣至其它微弱信號檢測領域，例如食品金屬檢測、航空探潛、海洋監測、地下和水下鐵磁物體探測等，應用前景廣闊。