基于FPGA 的鐵磁物質(zhì)探測系統(tǒng)設(shè)計(jì)與研究

（上海理工大學(xué)醫(yī)療器械與食品學(xué)院，上海 200093）

0 引言

磁共振成像（Magnetic Resonance Imaging，MRI）［1］與目前臨床上應(yīng)用普遍的醫(yī)學(xué)影像檢查手段X 線CT 檢查相比，雖無電離輻射危害但設(shè)備所在物理空間有強(qiáng)磁場存在（0.2～3.0T），第一大安全隱患就是鐵磁性物質(zhì)誤入造成的設(shè)備損壞和人員傷亡事故。由于MRI 區(qū)域內(nèi)強(qiáng)磁環(huán)境影響，對于隱藏、植入、附著于患者/工作人員/訪客身體的危險細(xì)小鐵磁金屬物體檢測更進(jìn)一步增加了難度［2］。

基于磁通門傳感器原理的鐵磁探測系統(tǒng)［3］被廣泛應(yīng)用于航空探潛、海洋監(jiān)測、地下和水下鐵磁物體的探測、地震預(yù)測以及醫(yī)學(xué)核磁共振等各領(lǐng)域。

磁通門信號常用檢測方法［4］有脈沖幅值法、脈沖間隔法等。對于脈沖幅值法［5］，由于磁芯微觀磁性能、應(yīng)變應(yīng)力、熱騷動等外界因素影響，存在一些很難計(jì)值的尖峰，會直接威脅脈沖幅值法的零輸入穩(wěn)定性和精確性。而對于脈沖間隔法［6］，被測磁場的橫向分量與激勵磁場、被測磁場在探頭軸向分量的疊加作用使磁芯加深飽和度，干擾了磁通門信號脈沖間隔測量的準(zhǔn)確性。

經(jīng)理論分析，任意偶次諧波都可以反映被測磁場的大小，而二次諧波［7］在各偶次諧波中幅值最大，故選取其作為被測磁場的度量。如果激磁信號是非正弦信號，信號中就會存在偶次諧波成分，偶次諧波成分會給磁通門帶來系統(tǒng)噪聲。因此，采用正弦信號作為激磁信號，具有較強(qiáng)的抗畸變能力，且不含偶次諧波成分，對提高磁通門靈敏度的激磁電路設(shè)計(jì)具有重要意義。

目前，國外醫(yī)用鐵磁探測主流產(chǎn)品為英國Metrasens公司的ferroguard 系列MRI 檢測系統(tǒng)，其性能優(yōu)異彌補(bǔ)了傳統(tǒng)金屬檢測儀器在MRI 檢測中的缺點(diǎn)和不足，但是其價格高昂，且技術(shù)保密性嚴(yán)格。而國內(nèi)廣泛采用的模擬式信號檢測處理方法易受電子器件和外部強(qiáng)磁環(huán)境影響，系統(tǒng)的穩(wěn)定性及檢測準(zhǔn)確性和靈敏度不高。本文在上述理論分析基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一種提高M(jìn)RI 檢測區(qū)域內(nèi)強(qiáng)磁場環(huán)境下鐵磁探測系統(tǒng)靈敏度和整體性能的方法：根據(jù)磁通門傳感器測磁原理，以FPGA 作為系統(tǒng)主控制器，改變傳統(tǒng)模擬信號的檢測方式，采用基于二次諧波原理的數(shù)字信號處理并嘗試增加濾波算法以提高系統(tǒng)鐵磁性物質(zhì)探測靈敏度，可將此處理方法推廣到其它弱磁探測領(lǐng)域，應(yīng)用前景廣泛。

1 系統(tǒng)整體方案設(shè)計(jì)

基于磁通門傳感器的鐵磁探測系統(tǒng)整體方案如圖1所示，主要包括磁通門傳感器模塊、激勵信號模塊、信號調(diào)理模塊、數(shù)據(jù)采集模塊、FPGA 內(nèi)部數(shù)字信號處理和算法模塊及報(bào)警模塊?？删幊踢壿嬈骷﨔PGA 作為主控器驅(qū)動外部DDS 模塊產(chǎn)生正弦激勵信號并傳給磁通門探頭1，在磁通門探頭鐵芯到達(dá)過飽和后，將外部磁場調(diào)制到激勵的交變磁場中，經(jīng)過探頭轉(zhuǎn)化為電壓信號。轉(zhuǎn)化完成后的電信號經(jīng)過信號調(diào)理后，再由ADC 采集到FPGA 主控中進(jìn)行數(shù)字信號處理：①首先對由探頭1 采集到的電壓信號做基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波式檢波，探頭2 的信號處理方式與探頭1 完全相同；②將探頭1 處理好的信號作為輸入信號，探頭2 的信號作為參考信號，同時進(jìn)入濾波模塊進(jìn)行算法處理，最后將數(shù)據(jù)輸出作為評判標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動語音燈光報(bào)警。

Fig.1 Overall scheme design of ferromagnetic detection system圖1 鐵磁探測系統(tǒng)總體方案設(shè)計(jì)

2 硬件系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

系統(tǒng)硬件從信號傳感器端到信號處理端，主要包括：磁通門傳感器模塊、激勵信號模塊、信號調(diào)理模塊以及數(shù)據(jù)采集模塊。系統(tǒng)主控制模塊使用可編程邏輯器件FP?GA，型號為Xilinx_ZYNQ7000。

2.1 磁通門傳感器模塊

磁通門現(xiàn)象［8］實(shí)際上屬于變壓器效應(yīng)的衍生現(xiàn)象，因此磁通門傳感器與變壓器結(jié)構(gòu)類似。如圖2 所示，取高磁導(dǎo)率、易飽和材料作為磁芯，在其上分別繞兩組線圈：一組作為激勵線圈，另一組作為感應(yīng)線圈。在交流信號的激勵下，使磁芯處于周期性飽和狀態(tài)，當(dāng)磁芯處于非飽和磁場中，其磁導(dǎo)率變化緩慢，而當(dāng)磁芯達(dá)到飽和時，其磁導(dǎo)率變化明顯，此時被測磁場被調(diào)制進(jìn)感應(yīng)電勢中，可以通過測量磁通門傳感器感應(yīng)電勢中能夠反映被測磁場的量來度量磁場。磁通門傳感器的工作過程中，磁芯的飽和點(diǎn)［9］貌似一道“門”，通過這道“門”，被測磁場被調(diào)制成偶次諧波的感應(yīng)電動勢，從而反映待測磁場的大小。

Fig.2 Fluxgate sensor structure圖2 磁通門傳感器結(jié)構(gòu)

磁通門傳感器測量磁場的結(jié)構(gòu)原理如圖3 所示。運(yùn)動的鐵磁性物質(zhì)在交變激勵磁場下磁化產(chǎn)生磁性，即為待測磁場信號［10］。當(dāng)傳感器磁芯達(dá)到飽和時，待測磁場信號被調(diào)制，從而產(chǎn)生反映其磁場強(qiáng)度大小的感應(yīng)動勢（偶次諧波）［11］。信號處理部分完成對偶次諧波的檢測和提取。

Fig.3 Structure principle of magnetic field measured by fluxgate圖3 磁通門測量磁場結(jié)構(gòu)原理

2.2 激勵信號模塊

信號激勵模塊采用主控芯片F(xiàn)PGA 驅(qū)動外部直接頻率合成芯片AD9833［12］以產(chǎn)生20KHz 的正弦激勵信號。AD9833 為ADI 公司生產(chǎn)的一款直接數(shù)字頻率合成器，其價格功耗低且外圍電路簡單、頻率和相位可編程。FPGA與AD9833 接口配置如圖所示，由于AD9833 為三線SPI接口，因此兩者之間通過SPI 協(xié)議進(jìn)行通信。在系統(tǒng)時鐘和使能信號正常工作后，F(xiàn)PGA 將配置好的16 位命令控制字通過spido 接口寫入AD9833 相關(guān)的寄存器中，從而在VOUT 端輸入所需要的正弦激勵信號。由于AD9833 內(nèi)部集成了10bits 的數(shù)模轉(zhuǎn)化器（DAC），直接輸出為可用的模擬信號，無需再外置DAC。

2.3 信號調(diào)理模塊

通常被測的物體體積較小，經(jīng)磁通門傳感器感應(yīng)出來的信號比較微弱，且檢測環(huán)境對于被測信號有一定干擾，因此要對被測信號進(jìn)行信號調(diào)理后再由AD 采集到FPGA中作進(jìn)一步處理。理論上講，信號調(diào)理模塊需要對信號進(jìn)行選頻放大［13］，但是增加一級濾波會引入一些隨機(jī)噪聲，且在FPGA 中會對信號作正交鎖相放大處理，因此此模塊只對信號進(jìn)行放大處理。如圖5 所示，傳感器信號放大模塊放大部分，分別為一級放大和兩級放大，放大倍數(shù)都為10 倍，因此整體放大100 倍。

Fig.4 Interface configuration between FPGA and AD9833圖4 FPGA 與AD9833 接口配置

Fig.5 Signal amplification module圖5 放大模塊

2.4 數(shù)據(jù)采集模塊

數(shù)據(jù)采集模塊使用24bits 的AD7760 芯片，具有寬輸入帶寬、高信噪比（SNR）、集成度高以及適合高速采集等特點(diǎn)。AD7760［14］與FPGA 的接口配置如圖6 所示。系統(tǒng)上電復(fù)位后，首先等待至少2 個MCLK 周期；然后通過PARD［15：0］接口按照相應(yīng)的地址寫入4 個寄存器的值，先寫寄存器地址再寫寄存器值以設(shè)置正確的時鐘頻率和數(shù)據(jù)輸出速率；最后進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，先輸出低16 位有效位，再輸出高16 位有效位，并且都是低8 位在前，高8 位在后，其中低16 位有效位的低8 位為狀態(tài)位，因此要從AD 讀取一個轉(zhuǎn)換結(jié)果，需進(jìn)行兩次16 位讀操作。而且每次有新的轉(zhuǎn)換結(jié)果，DRDY 引腳則輸出一個低電平有效的脈沖，隨后嚴(yán)格按給定時序先將nRD/WR 置低，然后將nCS 置低，在其均變?yōu)榈碗娖讲痪?，?shù)據(jù)總線將變?yōu)橛行顟B(tài)，然后輸出高16 位有效位，保持一定時間的低電平后先將nCS 電平置高，再將nRD/WR 電平置高，則完成一次16 讀操作，高電平需至少保持一個完整的ICLK 周期才能進(jìn)行第二次低16 位有效位的讀取。將讀出的數(shù)據(jù)寄存在FIFO 中作為緩存，以待后續(xù)數(shù)據(jù)處理。

3 信號處理及算法方案設(shè)計(jì)

從ADC 中采集到的數(shù)據(jù)先暫存在FIFO 中，然后對其進(jìn)行數(shù)字信號處理和濾波算法處理。此模塊對于感應(yīng)信號的提取和處理采用了基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法和自適應(yīng)濾波算法。

Fig.6 Interface configuration between AD7760 and FPGA圖6 AD7760 與FPGA 的接口配置

3.1 基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法

經(jīng)由交變激勵磁場調(diào)制的待測磁場經(jīng)過磁通門傳感器感應(yīng)出電信號，感應(yīng)信號的偶次諧波可反映磁場大小，但其中二次諧波分量最大，因而一般采用二次諧波提取法表征磁場大小。一般而言，提取特定頻率的信號有選頻放大和鎖相放大［15-16］兩種方法。鎖相放大的結(jié)構(gòu)和考慮因素較選頻放大復(fù)雜，但是實(shí)際效果要比選頻放大好，故本文采用數(shù)字式的正交鎖相放大。信號來自于ADC 采集的數(shù)字信號，全部在FPGA 內(nèi)進(jìn)行處理，與模擬式的信號處理相比，受器件性能及外部溫度環(huán)境影響小，抗干擾能力強(qiáng)。

基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法如圖7 所示。

Fig.7 Second harmonic method based on digital orthogonal phase-locked圖7 基于數(shù)字正交鎖相的二次諧波法

已經(jīng)由ADC 采集好的兩路探頭轉(zhuǎn)化信號：輸入信號和參考信號。參考信號通過相移電路之后得到一組正交信號，再將其與輸入信號相乘，得到兩路信號VI和VQ如式（1）和式（2）所示，將所測頻率的頻譜搬移到基帶上以方便進(jìn)行預(yù)濾波處理。

然后，經(jīng)過一個窄帶的低通濾波器濾掉基帶以外的頻率分量，得到所需信號；最后將濾波器輸出進(jìn)行平方、求和，再開方，所求頻點(diǎn)信號幅度V如式（3）所示。

3.2 自適應(yīng)濾波算法

在微弱信號檢測和信號去噪領(lǐng)域［17］，自適應(yīng)濾波器［18］在某種程度上可以最優(yōu)化方式消除包含在有用信號中的未知干擾。有用信號用作自適應(yīng)濾波器的期望響應(yīng)，參考信號用作濾波器的輸入。其中，參考信號可以來自于定位的某一傳感器或一組傳感器［19］，并以承載的新信號是微弱的或基本不可預(yù)測的方式，供給基本信號。

自適應(yīng)濾波算法如圖8 所示，在本文中，基本輸入d（n）中含正交鎖相解調(diào)后反映磁場大小的信號和背景干擾噪聲，參考輸入u（n）只含背景干擾噪聲。首先計(jì)算線性濾波器對輸出及輸入信號的響應(yīng)y（n），然后通過比較產(chǎn)生誤差e（n），根據(jù)誤差自動調(diào)整濾波器參數(shù)［20］，在收斂后，參考輸入也即背景噪聲便從輸入信號中消除。本文調(diào)整濾波器參數(shù)的校正因子采用最小均方（LMS）更新算法［21］。

Fig.8 Adaptive filtering algorithm module圖8 自適應(yīng)濾波算法模塊

4 系統(tǒng)測試與結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)檢測系統(tǒng)如圖9 所示，將搭建好的簡易檢測系統(tǒng)置于MRI 室外進(jìn)行實(shí)驗(yàn)檢測，將探頭垂直固定，兩個探頭經(jīng)由電路系統(tǒng)處理后將數(shù)據(jù)通過串口連接至PC 端，在上位機(jī)波形顯示窗口實(shí)時觀察信號波形，從而判斷是否有鐵磁性物質(zhì)通過。在本實(shí)驗(yàn)中，分別將手機(jī)、小刀（代替手術(shù)刀）、鑰匙和硬幣作為被測物檢測系統(tǒng)性能，如圖10 所示。

Fig.9 Construction of detection system圖9 檢測系統(tǒng)搭建

首先排除檢測距離對實(shí)驗(yàn)結(jié)果的影響，統(tǒng)一在離檢測系統(tǒng)60cm 處進(jìn)行標(biāo)記，實(shí)驗(yàn)人員手持被測物從標(biāo)記處走過，得到不同被測物的信號波形，如圖11 所示。為方便觀察波形，將ADC 采集得到的信號數(shù)字碼進(jìn)行數(shù)字信號處理和自適應(yīng)濾波算法處理，用MATLAB 繪制出波形圖。如果沒有鐵磁物質(zhì)經(jīng)過傳感器，信號波形比較平穩(wěn)，近乎為直線輸出；當(dāng)有鐵磁物質(zhì)靠近時，平穩(wěn)波形會發(fā)生波動，從而引發(fā)報(bào)警系統(tǒng)示警。由圖11 可知，在被測物離探測系統(tǒng)60cm 處，手機(jī)對傳感器的擾動最為明顯，硬幣最小。而沒有進(jìn)行數(shù)字信號和自適應(yīng)濾波算法處理的系統(tǒng)無法檢測到50cm 處的硬幣，因此證明此方案對于靈敏度檢測有一定提高。

Fig.10 Measured objects圖10 被測物

Fig.11 Signal waveforms of different measured objects圖11 不同被測物信號波形

本文設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)檢測系統(tǒng)靈敏度，在頻率為100～400Hz的激勵磁場下，在與傳感器平行位置放置數(shù)字特斯拉計(jì)，用來測量檢測物通過時傳感器輸出的磁場大小，并用FUL?KE 5 位半數(shù)字電壓表測量傳感器的輸出電壓，靈敏度單位為uV/nT。記錄如表1 所示。

Table 1 System sensitivity parameters表1 系統(tǒng)靈敏度參數(shù)

在100～400Hz 的激勵范圍內(nèi)，得到系統(tǒng)的平均靈敏度為1.66uV/nT，相比于原系統(tǒng)1.49uV/nT，靈敏度提高了10.3%。

接下來檢驗(yàn)檢測距離對結(jié)果的影響，在離檢測系統(tǒng)40cm、50cm、60cm、70cm、80cm 以及90cm 處做標(biāo)記，按照上述實(shí)驗(yàn)分別做同樣檢測動作，觀察不同被測物在不同檢測距離下的波形情況如表2 所示。由測試結(jié)果可知，此系統(tǒng)對于磁共振檢測中常見的鐵磁性物質(zhì)的探知識別距離可以達(dá)到1m 左右，原系統(tǒng)的檢測距離只有0.5m。

Table 2 Waveforms of different measured objects at different detection distances表2 不同被測物在不同檢測距離下的波形情況

5 結(jié)語

本文設(shè)計(jì)了一種基于數(shù)字信號處理方法和濾波算法的可提高核磁共振室外鐵磁探測精度和準(zhǔn)確度的系統(tǒng)。在眾多模擬式信號處理方法原理基礎(chǔ)上，采用數(shù)字式信號處理方式并通過算法優(yōu)化極大提高系統(tǒng)精度和可靠性。通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，對于核磁共振檢測中常見的鐵磁性物質(zhì)的檢測靈敏度提高效果顯著，檢測距離可達(dá)1m?？蓪⒃摲N方法可推廣至其它微弱信號檢測領(lǐng)域，例如食品金屬檢測、航空探潛、海洋監(jiān)測、地下和水下鐵磁物體探測等，應(yīng)用前景廣闊。