載波疊加技術的頻譜效率分析*

徐 挺，蘭 海，孫 勇，張宏江

(1.海能達通信股份有限公司，廣東 深圳 154100;2.老撾亞太衛星有限公司，老撾 萬象 999012；3.重慶兩江衛星移動通信有限公司，重慶401135；4.航天恒星科技有限公司，北京100086；5.中國運載火箭技術研究院，北京100076)

0 引 言

對于衛星通信業務來說，衛星轉發器的帶寬租賃費用是最重要的一筆運營開支，直接影響業務運行的可行性和盈利能力。轉發器的租賃成本取決于業務載波所占用的帶寬和功率，因此通過提高業務載波頻譜效率以減少單位信道容量所需帶寬，從而降低轉發器的帶寬租賃費用，一直都是整個衛星通信行業技術創新的努力方向。

常規方式是采用高階調制方式，雖可保證在滿足一定信道容量下減少帶寬占用量，但需要更高的解調門限值，意味著載波需要更大的功率才能保證足夠的信噪比和系統余量。考慮到地面天線口徑和功放的規格限制，往往無法有效地使用高階調制。近年來，在衛星通信領域出現了一種載波疊加技術(Carrier in Carrier,CnC)，可以通過在同一頻段上載波重疊的方式實現頻率復用，提高了載波頻譜效率[1]。理論上，采用CnC技術可以使載波占用的信道帶寬節省一半，即頻譜效率提升一倍。然而轉發器資源是由帶寬和功率組成，帶寬節省的同時也要保證載波對于轉發器功率占用不超額。因此，需要結合實際的應用場景對頻譜利用效率進行量化計算分析。

1 載波疊加原理

常規衛星鏈路都是通過多址接入技術實現兩路信號的分離，例如，頻分多址(Frequency Division Multiple Access,FDMA)方式采用不同的載波頻率，時分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)采用不同的時隙劃分，碼分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)采用特定的擴頻碼。而CnC則利用衛星通信的獨有特點，使雙向通信的載波間頻率重疊，以實現信道容量的提升。使用CnC技術的前提是，通信衛星采用的是透明彎管轉發器，星上只做頻率轉換和信號放大，不做數據再生和轉發器交鏈等處理，同時需要通信雙方所發出的信號能被自己和對方接收。

發射端modem需要將調制載波發送給對端modem的同時保留一份給自己的解調器。兩臺modem的載波都發到轉發器的相同頻帶上，兩臺modem下行接收的是一個合成信號，里面包含了每臺modem發給對端的載波，因此相當于本端發送的載波對于本段接收而言是干擾載波。載波疊加技術就是要將接收的合成載波中自己發出的載波通過數據處理技術過濾掉，從而提取出對端載波[2]。

由于本端解調器已存有本端載波副本，可以從中提取出頻率、相位等信息，對比接收到的下行合成載波，通過跟蹤本站的發射時延、頻率偏差和相位偏差，在數字域提取出本端發射載波，使用自適應均衡器對其過濾消除，復原成單一的對端發射載波，輸出給解調器。由于無法做到完全消除干擾，殘留的少量干擾載波就計入噪聲造成一部分的信噪比下降。Comtech、Viasat、Novelsat、Newtec等目前主流VSAT(Very Small Aperture Terminal)廠家的基帶系統和modem產品，其CnC技術帶來的信噪比損失通常都在0.5 dB左右。

2 CnC理想狀態下性能分析

香農定理[3]指出：在衛星信道這種白噪聲信道中，假設信號功率為S，噪聲功率為N，信道帶寬為BW，則該信道的最大信道容量C為

(1)

對應的帶寬效率可表示為b/s/Hz，即

(2)

式中：S=S0×BW，S0為信號功率譜密度；N=N0×BW，N0為噪聲功率譜密度。

2.1 常規信道容量計算

假設在一個信道中，存在兩個帶寬、功率相同的載波組成一條雙向對稱的通信鏈路，其常規頻譜如圖1所示。

圖1 常規頻譜圖

兩個載波將信道帶寬一分為二，載波1的帶寬為BW/2，功率譜密度為S0，則信號功率為S0×(BW/2)=S/2，噪聲功率為N0×(BW/2)=N/2。此時，載波1的信道容量C1為

(3)

同理，載波2的信道容量C2為

(4)

此時，雙向鏈路的信道總容量C為

(5)

頻譜效率為

(6)

2.2 CnC信道容量計算

同樣在一個信道中，存在兩個帶寬、功率相同的載波組成一條雙向對稱的通信鏈路，當采用CnC技術后，其頻譜如圖2所示。

圖2 CnC頻譜圖

此時，兩個載波共享同一信道帶寬，而將功率一分為二，載波1的帶寬為BW，功率譜密度為S0/2，則信號功率為(S0/2)×BW=S/2，噪聲功率為N0×BW=N。此時，載波1的信道容量C1為

(7)

同理，載波2的信道容量C2為

(8)

此時，雙向鏈路的信道總容量C為

(9)

頻譜效率為

(10)

2.3 常規與CnC的信道容量對比

對比式(5)和式(9)可以看出，CnC信道容量比常規多了一個0.25S2/N2，該項為正值，表明采用CnC技術獲得的信道容量肯定比常規的高。根據目前衛星通信通用的DVB-S2標準，其支持的最高調制編碼方式可達32APSK 9/10，對應的信噪比解調門限約為16 dB。以該值為上限，表1給出了在理想情況下不同信噪比對應兩者的頻譜效率。

表1 常規方式與CnC技術頻譜效率

從表1中可看出，理想情況下,CnC技術在衛星鏈路中相比常規方式可以獲得最高63.93%的信道容量提升。

3 CnC實際應用性能分析

衛星轉發器資源由帶寬和功率組成，根據不同的應用場景，實際的信道是分為帶寬受限、功率受限和功帶平衡三種狀態。此外，由于衛星是非線性信道，當只存在一個載波時，轉發器可以工作在飽和點，通常會考慮預留0.5～1 dB回退避免功率波動和相位失真；而當存在多個載波時，轉發器需要功率回退3 dB以上至線性點以避免載波間互調干擾[4]。此時，需要考慮兩大帶寬載波分別占用兩整轉發器和兩小帶寬載波占用同一轉發器的兩種情況。由此，可以列出四類不同的應用場景：場景1，同轉發器的SCPC鏈路信道；場景2，兩整轉發器的SCPC鏈路信道；場景3，同轉發器的TDM/TDMA鏈路信道；場景4，兩整轉發器的TDM/TDMA鏈路信道。

針對各個不同的應用場景，需要獨立分析其信道組成和原理，計算常規方式下和采用CnC技術后的帶寬效率，從而得出CnC技術所帶來的頻譜效率提升能力。

3.1 場景1分析

對于同轉發器的SCPC鏈路信道，當兩地面站的系統配置如天線口徑和功放規格等能滿足上行功率要求，兩載波的功率譜密度可使信道保持在功帶平衡狀態，即載波占用的轉發器帶寬和功率占比相同[5]。此時，轉發器功率回退3 dB，得到常規方式下載波頻譜如圖3所示。

圖3 同轉發器常規SCPC頻譜

載波1的帶寬為BW/2，功率譜密度為S0/2，則信號功率為S0/2×(BW/2)=S/4，噪聲功率為N0×(BW/2)=N/2。此時，載波1的信道容量C1為

(11)

同理，載波2的信道容量C2為

(12)

此時，雙向鏈路的信道總容量C為

(13)

頻譜效率為

(14)

而當采用CnC技術后，需要在轉發器功率回退3 dB的同時再加上0.5 dB的干擾消除損耗，此時的載波頻譜如圖4所示。

圖4 同轉發器CnC SCPC頻譜

載波1的帶寬為BW，功率譜密度為S0/4，則信號功率為(S0/4)×BW=S/4,噪聲功率為N0×BW=N。此時，載波1的信道容量C1為

(15)

同理，載波2的信道容量C2為

(16)

此時，雙向鏈路的信道總容量C為

(17)

頻譜效率為

(18)

此時可以求出不同信噪比下兩者的頻譜效率,如表2所示。

表2 場景1頻譜效率

從表2中可看出，對于SCPC鏈路，當處于功帶平衡狀態且整轉發器信道總信噪比大于0 dB時，隨著信噪比的增加，CnC技術相比常規方式所帶來的頻率效率提升能力也隨著增加，最高可獲得50.47%的信道容量提升。

3.2 場景2分析

對于兩整轉發器的SCPC鏈路信道，當兩地面站的系統配置如天線口徑和功放規格等能滿足上行功率要求，兩載波的功率譜密度可使信道保持在功帶平衡狀態，即載波占用的轉發器帶寬和功率占比相同[6]。此時，由于每個轉發器都只存在一個載波，功率僅需回退0.5 dB即可，得到常規方式下載波頻譜如圖5所示。

圖5 兩整轉發器常規SCPC頻譜

載波1的帶寬為BW，功率譜密度為S0，則信號功率為S0×BW=S，噪聲功率為N0×BW=N。此時，載波1的信道容量C1為

(19)

同理，載波2的信道容量C2為

(20)

此時，兩整轉發器對應的一條雙向鏈路的信道總容量C為

(21)

由于兩個載波的參數狀態完全一致，因此其頻譜效率為

(22)

而當采用CnC技術后，在兩整轉發器分別發兩載波進行疊加，占用與常規方式相同的兩整轉發器帶寬。但由于每個轉發器都存在兩載波，需要功率回退3 dB的同時再加上0.5 dB的干擾消除損耗，此時的載波頻譜如圖6所示。

圖6 兩整轉發器CnC SCPC頻譜

在一個轉發器中，載波11的帶寬為BW，功率譜密度為S0/4，則信號功率為(S0/4)×BW=S/4,噪聲功率為N0×BW=N。此時，載波11的信道容量C11為

(23)

同理，載波12的信道容量C12為

(24)

此時，兩整轉發器對應的兩條雙向鏈路的信道總容量C為

(25)

由于兩兩轉發器上的四個載波的參數狀態完全一致，因此其頻譜效率為

(26)

此時可以求出不同信噪比下兩者的頻譜效率，如表3所示。

表3 場景2頻譜效率

從表3中看出，對于兩整轉發器的SCPC鏈路，常規方式可以充分利用轉發器的功率資源，頻譜效率很高，且僅需要2臺modem發送2個載波建立一條雙向通信鏈路實現。而采用CnC技術，需要4臺modem在兩轉發器發送4個載波建立兩條雙向通信鏈路實現，由于每個轉發器都存在2個載波，需要功率回退3 dB，加上0.5 dB的干擾消除損耗，因此無法有效利用轉發器的功率資源，其頻譜效率在低信噪比時不如常規方式高。但由于其獨特性和技術優勢，在整轉發器信道總信噪比大于10 dB以上，CnC依然相比充分利用轉發器功率資源的常規方式能小幅提升其頻譜效率。

場景1和場景2都是針對功帶平衡狀態下的計算分析得出CnC技術相比常規方式所帶來的的頻譜效率的提升性能，但在實際應用場景中也可能存在一個載波功率占用少而處于帶寬受限狀態，另一個載波處于功帶平衡狀態的情況，使兩載波在轉發器上的總功率占比低于總帶寬占比[7]。此時，CnC可以充分發揮其技術優勢將剩余的功率利用起來，從而提升其頻譜效率，其效率提升能力同樣需要根據兩載波的實際信噪比情況計算得出。

3.3 場景3分析

對于同轉發器的TDM/TDMA鏈路信道，通常中心站的系統配置如天線口徑和功放規格很高。為了保證遠端站能正常的接收到其發出的出境TDM載波，通常會將TDM載波的功率譜密度發得很高，加上本身的載波帶寬也很大，因此TDM載波在信道中屬于功率受限。遠端站由于天線口徑和功放規格限制，其入境TDMA突發載波的功率譜密度通常會發得很低，僅供中心站正常接收即可，因此TDMA載波在信道中屬于帶寬受限。同時，為降低遠端站的上行發射功率，通常會對一個TDMA突發載波拆分成多個MF-TDMA突發載波[8]。比較常見和典型的應用場景，在同轉發器的一條常規TDM/TDMA鏈路中，在轉發器功率回退3dB后的剩余功率中，TDM連續載波功率約占90%，而多個MF-TDMA突發載波總功率約占10%。此處，以一個TDM連續載波和兩個MF-TDMA突發載波為例，其載波頻譜如圖7所示。

圖7 同轉發器常規TDM/TDMA頻譜

載波1的帶寬為BW/2，功率譜密度為0.9S0，則信號功率為(0.9S0)×(BW/2)=0.45S，噪聲功率為N0×(BW/2)=0.5N。此時，載波1的信道容量C1為

(27)

載波2的帶寬為BW/4，功率譜密度為0.1S0，則信號功率為(0.1S0)×(BW/4)=0.025S，噪聲功率為N0×(BW/4)=0.25N。此時，載波2的信道容量C2為

(28)

同理，載波3的信道容量C3也為

(29)

此時，雙向鏈路的信道總容量C為

C=C1+C2+C3=

(30)

頻譜效率為

(31)

而當采用CnC技術后，在轉發器功率回退3 dB的同時，中心站在接收各MF-TDMA載波時,還需考慮0.5 dB的干擾消除損耗。而遠端站在接收TDM載波時，由于TDM載波功率譜密度遠高于MF-TDMA載波，且modem設備設計簡單，因此不再對自身發出的TDMA載波進行干擾消除而直接接收TDM載波。此時，自身發出的TDMA載波會作為干擾信號連同白噪聲共同影響其接收的TDM載波的信噪比。從頻譜中看，TDM載波和TDMA載波相比常規方式下其功率譜密度都小了一半,此時的載波頻譜如圖8所示。

圖8 同轉發器CnC TDM/TDMA頻譜

載波1的帶寬為BW，功率譜密度為0.45S0，則信號功率為0.45S，噪聲功率為N0×BW=N。干擾信號功率為0.05S0×BW=0.05S。此時，載波1的信道容量C1為

(32)

載波2的帶寬為BW/2，功率譜密度為0.05S0，則信號功率為(0.05S0)×(BW/2)=0.025S，噪聲功率為N0×(BW/2)=0.5N。此時，載波2的信道容量C2為

(33)

同理，載波3的信道容量C3也為

(34)

此時，雙向鏈路的信道總容量C為

C=C1+C2+C3=

(35)

頻譜效率為

(36)

此時可以求出不同信噪比下兩者的頻譜效率,如表4所示。

表4 場景3頻譜效率

從表4中可看出，占用同轉發器的TDM/TDMA鏈路，使用CnC技術相比常規方式能帶來頻譜效率的提升，但是提升能力并不一直隨整轉發器信道總信噪比的增加而增加。當信道信噪比超過10dB以后，其頻譜效率提升的幅度反而開始減少。此外，整體增加的幅度也沒有同轉發器下SCPC鏈路的大[9]。歸其原因是遠端站在接收出境TDM載波時未對自身發出的入境TDMA干擾載波進行干擾消除。當信道總信噪比不斷增加，其TDMA載波信噪比也隨之增加，變成干擾信號后對其接收的TDM載波的載噪比的影響也隨之增加，從而影響出境信道容量的增加，整體拖累了整條雙向通信鏈路的總信道容量和總頻譜效率。

3.4 場景4分析

常規方式下，對于兩整轉發器的TDM/TDMA鏈路信道，當中心站的系統配置如天線口徑和功放規格等能滿足上行功率要求，可使一個出境TDM連續載波帶寬占用整個轉發器，而轉發器功率僅需回退0.5 dB即可，因此出境信道處于功率受限狀態。而對于遠端站由于系統配置受限，在另一個轉發器發送多個MF-TDMA突發載波，占用整轉發器帶寬而功率占用極少，因此入境信道處于帶寬受限狀態。以TDM信道轉發器功率回退0.5 dB、TDMA信道轉發器功率回退10 dB為例，常規方式下載波頻譜如圖9所示。

圖9 兩整轉發器常規TDM/TDMA頻譜

載波1的帶寬為BW，功率譜密度為S0，則信號功率為S0×BW=S，噪聲功率為N0×BW=N。此時，載波1的信道容量C1為

(37)

載波2的帶寬為BW/2，功率譜密度為0.1S0，則信號功率為(0.1S0)×(BW/2)=0.05S，噪聲功率為N0×BW/2=N/2。此時，載波2的信道容量C2為

(38)

同理，載波3的信道容量C3為

(39)

此時，兩整轉發器對應的一條雙向鏈路的信道總容量C為

C=C1+C2+C3=

(40)

頻譜效率為

(41)

而當采用CnC技術后，在兩整轉發器分別發一個TDM載波和多個TDMA載波進行疊加，占用與常規方式相同的兩整轉發器帶寬。同樣轉發器提前功率回退3 dB，TDM載波再加上0.5 dB的干擾消除損耗，TDMA載波再加上自身發出的干擾信號損耗，此時的載波頻譜如圖10所示。

圖10 兩整轉發器CnC TDM/TDMA頻譜

載波11的帶寬為BW，功率譜密度為0.45S0，則信號功率為0.45S，噪聲功率為N0×BW=N，干擾信號功率為0.05S0×BW=0.05S。此時，載波11的信道容量C11為

(42)

載波12的帶寬為BW/2，功率譜密度為0.05S0，則信號功率為(0.05S0)×(BW/2)=0.025S，噪聲功率為N0×(BW/2)=0.5N。此時，載波12的信道容量C12為

(43)

同理，載波13的信道容量C13也為

(44)

同理，C21=C11，C22=C12，C23=C13。

此時，兩整轉發器的兩條雙向鏈路的信道總容量C為

C=C11+C12+C13+C21+C22+C23=

(45)

頻譜效率為

(46)

此時可以求出不同信噪比下兩者的頻譜效率，如表5所示。

表5 場景4頻譜效率

從表5中可看出，對于占用兩個整轉發器的兩條雙向TDM/TDMA鏈路，使用CnC技術相比常規方式所帶來的頻譜效率提升性能跟占用同一轉發器的單跳TDM/TDMA鏈路相同。其原因是在常規方式中采用的典型值為兩個場景的TDMA載波功率譜密度都為0.1S0，而場景3中TDM載波為0.9S0，場景4中TDM載波為S0回退0.5 dB，即S0×100.5/10，也約為0.9S0。因此，無論是在一個還是兩個轉發器，TDM載波和TDMA載波的帶寬和功率占比都是相同的[10]。

而在CnC方式中，由于場景4的TDM載波和TMDA載波在單個轉發器中的帶寬功率占比和場景3的完全相同，只是為了使信道容量翻倍，因此兩個應用場景只是形式不同，但計算結果完全相同，但如果場景4中TDM載波的功率回退大于0.5 dB，或兩個場景中TDM載波和TDMA載波的帶寬功率占比不同，則兩個場景的常規方式和CnC方式對應的頻譜效率也不同，CnC帶來的性能提升值也相應不同。但可以看出，若在常規方式下遠端站的系統配置稍微提升，使其入境TDMA載波功率有所提升，轉發器功率回退能少于10 dB，其最終的頻譜效率甚至可能會比使用CnC技術后的更高。

場景3和場景4都是針對TDM載波處于功率受限狀態和TDMA載波處于帶寬受限狀態下的計算分析，得出CnC技術相比常規方式所帶來的頻譜效率的提升性能，但在實際應用場景中，TDM載波和TDMA載波在轉發器中的帶寬和功率占比根據不同的情況有很多種的組合，也可能存在TDM載波的帶寬占比小于功率占比，TDMA載波的帶寬占比大于功率占比的情況，因此還需要根據實際情況展開分析[11]。

4 CnC性能總結分析

根據上述四種典型應用場景的常規和CnC技術的頻譜效率比較，可以得出CnC技術在不同應用場景中的頻譜效率提升性能，如表6所示。

表6 CnC技術在不同應用場景中的頻譜效率

從表6中可以看出，除了同轉發器的SCPC鏈路，其他的應用場景中使用CnC技術所帶來的頻譜效率提升性能和理論性能存在這較大的差異，其主要原因有以下幾點：

(1)同轉發器的SCPC鏈路

常規方式和CnC方式處于相同的信道條件，都是轉發器功率回退3 dB，因此CnC的頻譜效率提升性能接近理論性能。但是由于CnC技術存在的干擾消除損耗給信噪比帶來0.5 dB的損失，從而導致其頻譜效率提升性能小幅下降。

(2)兩整轉發器的SCPC鏈路

常規方式下，兩整轉發器中的SCPC載波都能達到0.5 dB功率回退的功率譜密度，基本充分利用了轉發器的功率資源[12]。而CnC方式下，由于每個轉發器都存在兩個疊加的載波，因此都需要3 dB的功率回退，每條雙向通信鏈路相比常規方式下低了2.5 dB的信號功率。此外，考慮到每條鏈路中都有0.5 dB的干擾消除損耗，相當于每條鏈路總共比常規方式低了3 dB。因此，在信道信噪比低于10 dB時使用CnC技術得到的頻譜效率還不如常規方式的高，但隨著信噪比的增加，CnC的技術優勢逐漸體現，也能實現小幅的頻譜效率提升。

(3)TDM/TDMA鏈路

盡管常規方式和CnC方式處于相同的信道條件，轉發器功率回退3 dB，但信號處理方式卻不同于SCPC鏈路。SCPC鏈路中兩個載波互相自消除，只有0.5 dB的信噪比損失。而在TDM/TDMA鏈路中，中心站接收TDMA載波會對自身發出的TDM載波自消除造成0.5 dB的信噪比損失，但遠端站接收TDM載波時并不對自身發出的TDMA載波自消除。在信道信噪比低于10 dB時，干擾功率不大，因此CnC技術帶來的頻譜效率提升隨信噪比的增加而增大。當信噪比超過10 dB的界限值后，隨信噪比的增加，干擾功率的影響幅度越來越大，導致CnC技術的頻譜效率提升性能開始降低[13]。

通過數據比對可以得出，CnC技術在和常規方式相同的SCPC鏈路信道條件，或者在載波功率占比低于帶寬占比的條件下，可以發揮出接近理論的性能；而當載波占用整轉發器時CnC方式的功率利用率不如常規方式，以及在TDM/TDMA鏈路中，CnC技術無法做到對TDMA載波自消除造成嚴重的信噪比下降，導致CnC技術的性能優勢不能充分體現。因此，CnC技術不利于用在載波占用整轉發器場景和TDM/TDMA鏈路場景。

5 結束語

通過對不同應用場景中載波疊加技術和常規方式的頻譜效率的計算和對比，可以看出此技術在不同應用場景中體現出較大差異的性能。載波疊加技術看似性能很優異，但在實際應用中卻不能有效適應各種應用場景和充分發揮其技術優勢。此外，目前該技術授權費用十分昂貴，且隨帶寬速率的增加而大幅提升，甚至遠超modem本身的費用，若節省下來的帶寬租賃費用不及授權費用高，實屬不劃算。

載波疊加技術的利用可根據其在不同場景中的性能差異分析，在建立一條通信鏈路前，先結合實際的地面系統配置情況、通信組網方式、網絡規模、帶寬需求量和業務周期，進行前期的計算和測試，預估載波疊加技術能帶來的帶寬節省量和頻譜效率提升能力，從而判斷是否有使用該技術的必要性。應避免由于缺乏對于載波疊加技術的實際頻譜效率分析，盲目將其應用在各場景，最終導致成本不降反升的情況發生。