一種兼具閾值電壓與遷移率補償功能的IGZO AM-OLED 像素電路*

李 鼎，王春燕，張 超，黃曉東*

(1.東南大學MEMS 教育部重點實驗室，江蘇 南京 210096；2.河北軌道運輸職業技術學院機電工程系，河北 石家莊 050801)

平板顯示作為一種人機交互的界面，被廣泛應用在各類電子系統中。有源矩陣有機發光二極管顯示技術(Active Matrix Organic Light Emitting Diode，AM-OLED)具有視角寬、對比度高、工作溫度范圍寬(-40 ℃到80 ℃)及易于實現柔性顯示等優點，因此，被視為是下一代顯示的發展方向之一[1-3]。AM-OLED 需要采用像素電路驅動，傳統的AM-OLED像素電路包括:兩個薄膜晶體管(2T，T 表示Transistor)、一個電容器(1C，C 表示Capacitor)和一個有機發光二極管(Organic Light Emitting Diode，OLED)，相應的像素電路也被稱為2T1C 像素電路。其中，薄膜晶體管(Thin-Film Transistor，TFT)在像素電路中起著開關(用于控制信號的寫入，相應的TFT稱為開關管)與驅動(用于為OLED 提供驅動電流，相應的TFT 稱為驅動管)的功能，因此，是發展像素電路的基礎與核心器件。根據薄膜晶體管的溝道材料，現有薄膜晶體管主要分為非晶硅、多晶硅及銦鎵鋅氧化物(Indium Gallium Zinc Oxide，IGZO)等類型，較之前兩類晶體管，IGZO 型薄膜晶體管因其高遷移率、高可見光透光率和大面積制備均勻性好等一系列優點，受到廣泛關注[4]。

在實際應用中，長時間施加在薄膜晶體管上的電應力以及光照等會引起薄膜晶體管的閾值電壓和遷移率發生漂移[5-6]。閾值電壓和遷移率漂移導致驅動管的輸出電流發生變化，這使得像素電路不能給OLED 提供穩定的恒流驅動，從而影響顯示畫面的穩定性與均勻性。傳統的2T1C 像素電路不具有晶體管閾值電壓漂移的補償功能，因此，無法滿足高品質顯示的需求。為此，各種具有補償驅動管閾值電壓漂移的像素電路相繼被提出來，它們通常呈現4T2C 或6T1C 等結構[7-8]。不過現有的像素電路通常僅能實現對TFT 閾值電壓漂移的補償，而不具備對TFT 遷移率漂移進行補償的功能，這制約了顯示畫面的穩定性[9]。此外，現有的具有閾值電壓補償功能的像素電路還存在尺寸偏大、開口率偏低的缺點，這限制了顯示產品朝大尺寸方向發展的趨勢[10]。為此，本文提出一種新型的基于IGZO TFT的AM-OLED 像素電路，它同時具備對驅動管閾值電壓漂移與遷移率漂移進行補償的功能，從而確保了驅動管輸出電流的穩定性，有助于改善顯示品質。此外，通過創新電路的驅動方法，還簡化了像素電路的信號線數目，從而提高了像素電路的開口率。

1 像素電路結構和工作原理

本文提出的像素電路結構如圖1(a)所示，包括:4 個開關管(T1、T2、T3和T4)、1 個驅動管T5、2個電容器(Cc和Cs)和1 個OLED，呈5T2C 結構。開關管T1的漏極連接數據信號線VDATA，柵極接掃描控制線VS1，源極連接電容器Cc的A 端，T1用于控制VDATA的信號寫入電容器Cc的A 端。開關管T2的漏極連接電容器Cc的G 端，柵極連接掃描控制線VS2，源極連接驅動管T5的漏級，T2用于控制電容器Cs與地線VSS間的通斷。開關管T3的漏極連接電源線VDD，柵極連接自身的漏極，源極連接驅動管T5的漏極，T3用于控制電源信號的加載。開關管T4的漏極連接電源線VDD，柵極連接掃描控制線VS1，源極連接OLED 的陽極，T4用于為OLED 提供負向偏置，這可以緩解OLED 退化速度以及防止其誤發光[11]。驅動管T5的漏極連接開關管T3的源極，柵極連接開關管T2的漏極，源極連接OLED的陽極，驅動管T5用于為OLED 提供驅動電流。

該像素電路對應的驅動信號時序如圖1(b)所示，掃描控制線VS1和VS2的電平分為高電平和低電平，分別用于控制開關管T1、T2和T4的通斷。電源線VDD為分時復用線，其低電平為VDD_L，高電平為VDD_H，前者為基準電壓，后者為電源電壓。數據信號線VDATA也為分時復用線，其低電平為基準電壓VDATA_L，高電平為數據信號VDATA_H。通過復用，有效減少了像素電路的信號線數目，從而縮小像素電路尺寸并提高了開口率。

圖1 本文提出的像素電路結構與驅動信號時序

該像素電路的工作過程分為以下三個階段:

(1)補償階段。如圖1(b)中的Comp 階段所示，掃描控制線VS1和掃描控制線VS2均為高電平，電源線VDD的電壓在補償階段為基準電壓VDD_L，此時數據線VDATA為基準電壓VDATA_L。在該階段，開關管T1開啟，電容器Cc的A 端電壓偏置為VDATA_L。開關管T2和開關管T4開啟，電容器Cs的S 端電壓被基準電壓VDD_L拉低。因為在上一幀的發光階段(圖1(b)的第一個Emit 階段)結束后，驅動管T5柵極處于高電平，且驅動管T5的源極電壓被拉低，所以驅動管T5導通，兩個電容器均通過開關管T2和驅動管T5放電。當驅動管T5的柵源電壓等于其閾值電壓時，放電截止。此時驅動管T5的柵極電壓VG由式(1)所示:

式中，VTH為驅動管T5的閾值電壓。該階段主要實現對驅動管T5的閾值電壓的提取并將其存儲于電容器Cs中。

(2)數據寫入階段。如圖1(b)中的Data 階段所示，掃描控制線VS1和掃描控制線VS2均為高電平，電源線VDD電壓在數據寫入階段為基準電壓VDD_L，數據信號線VDATA上為數據信號VDATA_H。數據信號VDATA_H寫入后，電容器Cc的A 端電壓由VDATA_L上升到VDATA_H，由于電容器Cc和電容器Cs的分壓作用，G 點電壓由式(1)變為式(2):

因為開關管T2在該階段初期是開啟的，且因數據信號VDATA_H耦合，所以驅動管T5的柵源電壓大于其閾值電壓，這導致電容器Cs通過驅動管T5放電。相應的放電時間表示為t1。放電開始時驅動管T5的柵極電壓VG由上述式(2)所示，整個放電過程的驅動管T5柵極電壓VG變化可由式(3)描述[12]:

式(3)表示兩個電容器的放電電流之和等于驅動管T5的電流，且由于開關管T2開啟，驅動管T5柵漏短接，流過驅動管T5的電流為飽和電流。其中，μ、Cox和W/L分別表示驅動管T5的遷移率、柵介質層電容密度和寬長比。

對式(3)左右兩邊積分并求解，過程如式(4)所示:

式中，VG(t＝0)已知，如式(2)所示，VG(t＝t1)為電容器Cs放電結束時的驅動管T5的柵極電壓，記作VG1，求解式(4)可得到VG1，如式(5)所示:

該階段除了實現數據信號的寫入外，也實現了對驅動管T5遷移率漂移的補償。Vμ表示一個與驅動管T5遷移率相關的電壓變量，其表達式如式(6)所示:

由上可知，Vμ是一個關于μ的負相關的變量。若驅動管T5的遷移率μ增加，相應的VG1的值減小，從而抑制流經OLED 的電流的增加。相反地，若驅動管T5的μ減小，VG1的值則會增加，進而抑制流過OLED 電流的減小。以上過程有效實現了驅動管T5的遷移率漂移的補償。

(3)發光階段。如圖1(b)中的Emit 階段所示，掃描控制線VS1和掃描控制線VS2均為低電平，電源線電壓在該階段為VDD_H。此時開關管T3和驅動管T5開啟，T5的輸出電流驅動OLED 發光。流過OLED 的電流如式(7)所示

由式(7)可以看出，發光階段流過OLED 的電流與驅動管T5閾值電壓無關。

2 結果與討論

擬采用計算機技術輔助設計工具(Technology Computer Aided Design，TCAD)對上述像素電路進行建模與仿真，以驗證其在驅動管閾值電壓補償與遷移率補償方面的有效性。如前所述，TFT 是像素電路的基礎與核心器件，因此，精確的TFT 模型是像素電路高精度建模與仿真的前提。本文采用的IGZO TFT(見圖2)呈底柵頂接觸型，自下而上包括:底柵、柵介質層、溝道層及源/漏電極。其中，柵介質層為36 nm的HfLaO 高介電常數介質，溝道層為60 nm 的IGZO，詳細的TFT 參數、制備工藝流程及電學性能見參考文獻[13]。基于態密度模型建立TFT 模型并進行仿真，建模與仿真涉及的主要IGZO 材料參數如表1 所示。圖3 為IGZO TFT 的I-V(電流-電壓)傳輸特性曲線，仿真曲線與實際測試曲線重合，證明了模型的精確性。通過I-V曲線提取的TFT 閾值電壓為3.6 V，亞閾值斜率為181 mV/(°)，遷移率為8.8 cm2/(V·s)，TFT 表現出良好的電學性能。

圖2 本文像素電路中使用的IGZO TFT 結構示意圖

圖3 實驗制備IGZO TFT 和TCAD 仿真TFT 的I-V 曲線比較

表1 IGZO 材料的主要參數

在建立IGZO TFT 模型之后，接下來采用TCAD對像素電路進行建模與仿真，其中，OLED 模型采用二極管連接的TFT 器件并聯電容器來實現[14]。其他主要的電路模型參數如表2 所示。

表2 像素電路建模與仿真參數

該像素電路的關鍵節點電壓和OLED 電流的瞬態響應如圖4 所示。由圖可知，在補償階段(≤50 μs)，驅動管T5的源極電壓VS被拉低到基準電壓VDD_L(VDD_L＝-2 V)，柵極電壓VG因電容器Cs放電而逐漸降低，該放電過程直到驅動管T5關斷時停止。待補償階段結束時，電容器Cs兩端電壓(VG-VS)為3.6 V，該值等于驅動管T5的閾值電壓。以上過程通過驅動管給預充電的電容放電的方式實現了閾值電壓的提取。

圖4 像素電路關鍵節點電壓與OLED 電流的瞬態響應

接著進入數據寫入階段。為便于分析，設定數據信號VDATA_H＝8 V。根據式(2)，理想情況下該數據信號經兩個電容器分壓后，最終將使驅動管T5的柵極電壓抬升5 V。從圖4 可以發現，驅動管T5的柵極電壓VG由1.6 V 上升到6.3 V，上升幅度為4.7 V，接近理想情況。以上表明:該階段成功實現了數據信號的寫入。此外，由圖4 中的放大圖可以看到，在數據寫入階段之初，驅動管T5的柵極電壓VG隨時間下降，這是由電容器Cs放電造成的，該過程主要用于實現遷移率補償。根據式(5)，當驅動管T5的遷移率上升時，驅動管的輸出電流增加；另一方面，電容器Cs放電程度也增加并造成VG下降幅度增大，進而導致了驅動管的輸出電流降低。類似地，當驅動管T5的遷移率下降時，該過程同樣可實現遷移率補償，達到穩定輸出電流的效果。

最后進入發光階段，此時驅動管T5導通，工作在飽和狀態，為OLED 提供穩定的驅動電流。

圖5(a)為當驅動管閾值電壓VTH變化時，驅動電流IOLED隨數據電壓VDATA_H的變化情況。由圖可知，VDATA_H增大，IOLED增大。以上趨勢與式(7)相符合。當VTH變化(ΔVTH) ±2 V 時，IOLED變化約為15.1%。這表明:該像素電路能有效補償驅動管的閾值電壓漂移。圖5(b)為當遷移率變化時，驅動電流IOLED隨數據信號VDATA_H的變化情況。當驅動管的遷移率變化±30%時，驅動電流變化約為9.6%。這表明:本電路能補償驅動管的遷移率漂移。

圖5 驅動管的驅動電流隨數據電壓變化

3 結論

本文提出了一種基于IGZO TFT 的5T2C 像素電路及驅動方法。理論分析與仿真結果均表明:該像素電路對驅動管的閾值電壓漂移與遷移率漂移均具有很好的補償作用，因此，可有效改善驅動電流的穩定性。此外，通過分時復用還減少像素電路的控制信號線數目，從而提高了像素電路的開口率。