K 波段毫米波成像系統接收機前端設計與測試*

楊保華 鄒華杰顧衛杰 程志華

(1.常州機電職業技術學院信息工程學院，江蘇 常州 213164；2.江蘇省物聯網與制造業信息化工程技術研究中心，江蘇 常州 213164；3.天津理工大學電氣電子工程學院，天津 300384)

綜合孔徑輻射計(synthetic aperture imaging radar，SAIR)是一種傳感器，它能夠接收物體在相應波頻段自發的電磁輻射[1-2]。與實孔徑輻射計相比，SAIR 采用干涉測量技術將小孔徑陣列綜合為大口徑天線并形成多波束進行成像，能夠大幅提高輻射計的成像速度，滿足對人體隱匿物快速檢測領域的應用要求[3]。SAIR 的產生，為解決微波輻射成像系統的空間分辨率瓶頸提供了有效的技術手段，但這是以提高系統的復雜度為代價換取的。SAIR 的性能不僅取決于每個接收通道的性能參數，還取決于各接收通道之間的一致性[4-5]。因此，對于通道數量較多，系統復雜度較高的SAIR 前端系統必然有著較高性能的要求。

針對上述問題，研究K 波段SAIR 接收機前端的結構、參數和性能等問題，主要包括以下幾個方面。

首先，研究各模塊基本性能參數與SAIR 性能指標之間的定量關系；其次，通過SAIR 前端毫米波單元的設計，給出射頻前端電路一種多芯片級(Multi-Chip Module，MCM)設計方法，包括波導對極鰭線低噪聲放大器(LNA)、全等寬圓端平行線耦合濾波器設計方法，H 面電感膜片波導帶通濾波器(H-phase band-pass filter，H-P BPF)的精確設計方法等；最后，給出射頻前端電路的測試結果，驗證了前端毫米波單元的設計方法。

1 總體設計

SAIR 接收機二次變頻超外差結構如圖1 所示，分別由毫米波前端單元即毫米波接收機單元、本振(local oscillator，LO)倍頻鏈路及中頻接收機單元組成。

圖1 前端鏈路圖設計

1.1 毫米波前端單元整體設計

毫米波前端鏈路的主要指標包括增益、噪聲系數、鏡像抑制、群延時誤差等。

1.1.1 增益

對于SAIR，接收機輸出的信號通常直接進行A/D 轉換為數字信號后送交數字處理機進行相關運算，因此，設計接收機的增益大小時主要考慮兩點:一是保證接收機的最小天線溫度，放大后的功率要大于A/D 轉換器的最小可檢測功率；二是保證接收機的輸出信號最大功率小于A/D 轉換器量程所限制的輸入功率[6]，即接收機的增益取決于天線接收到的射頻信號輸入功率和ADC 的動態范圍，可以表達為:

在一般情況下可以把輸入信號功率寫為

式中:KB＝1.38×10-23J/K 為玻爾茲曼常數；Tsys為系統噪聲溫度；TR為接收機噪聲溫度；B為接收機的等效帶寬。根據相應系統分析可將系統總增益設為84 dB，對于毫米波前端鏈路的增益G1為45 dB，中頻接收機G2增益為40 dB，假設NF為3.8 dB，在400 MHz 帶寬時其增益可寫為式(2)，如圖2 所示。

圖2 毫米波前端單元的鏈路圖

當G1＝44 dB 時，G2＝40 dB。考慮到一定的靈活性將毫米波前端單元增益定為(45±1) dB。

1.1.2 噪聲系數

接收機整機的噪聲系數主要由毫米波前端單元的噪聲系數確定，一般接收機噪聲系數小于4 dB，考慮到天線的駐波和波導到微帶的轉換損耗(以1 dB 估算)，一次變頻單元的噪聲系數應小于3.5 dB。由圖1 可知，

1.1.3 鏡像抑制

毫米波前端單元的通帶信號為25～27 GHz，鏡像信號為21～23 GHz。根據鏡像抑制大于30 dB 的要求，一次變頻單元的鏡像抑制設計大于30 dB。

1.1.4 群延時

毫米波前端單元的群延時誤差由微帶線的長度誤差，放大器、混頻器的群延時誤差導致。微帶線的長度誤差可以控制在幾個mil(1 mil＝0.025 4 mm)的范圍內，其群延時誤差小于1 ps；芯片的群延時誤差較難估計，以每個芯片10 ps 估算，毫米波前端單元信號接收通道有5 個芯片，其群延時誤差估計為50 ps。因此，將毫米波前端單元的群延時誤差設為不超過100 ps。根據以上分析，毫米波前端單元指標如表1所示。前端模塊總體結構設計如圖3 所示，射頻波導輸入端在橫截面的一面，后接腔體鏡像濾波器，倍頻和中頻電路、中頻輸出、本振輸入、供電端口均在橫截面的另一面。

表1 毫米波單元指標

圖3 毫米波單元總體結構示意圖

1.2 變頻鏈路設計

具有低相噪和適當功率的接收機本振信號采用倍頻器實現，由于倍頻器是非線性器件，不可避免地會導致諧波的產生。尤其是當多級倍頻器級聯時，諧波會導致系統噪聲系數的惡化、寄生信號的形成及干擾有效信號的傳輸，最終造成系統整體性能的下降。一個理想的混頻器就是最簡單的倍頻器，通過將兩個輸入信號相乘得到其頻率和與差的輸出信號[7-8]，其表達式如下

其幅度和相位起伏及噪聲譜密度可寫為(5)和(6)

實際倍頻器的輸出可寫為式(7)

通過式(8)得出輸出信號的噪聲譜密度，其相噪惡化為20lgn，n為倍頻因子。

在K 波段干涉式綜合孔徑輻射計系統中前端LO 部分采用的是倍頻器級聯的方式實現毫米波本振信號。第一級濾波器為6 GHz 濾波器，功率為(6±1)dBm，通過此濾波器后實現對2 GHz 諧波信號的大于50 dB 的抑制；接下來是通過第一倍頻器實現對6 GHz 信號到12 GHz 的主動2 倍頻器；然后是具有上邊帶高抑制修正的平行線耦合濾波器實現對6 GHz、12 GHz 和18 GHz 的抑制；下面一級是實現對12 GHz 到24 GHz 的主動2 倍頻器；第三級濾波器采用半圓端口全等寬平行線耦合濾波器進行濾波；最后驅動混頻器實現信號下變頻。詳細驅動參數如圖4 和表2 所示。

圖4 本振輸入鏈路

表2 倍頻鏈路各電路單元參數

為了評估整個倍頻鏈路的諧波，通過ADS 軟件建立數據模型進行仿真如圖5 所示。所有濾波器使用去嵌入S參數文件建立，倍頻器參數由芯片說明得到。諧波仿真結果如圖6 所示，可以發現對12 GHz、18 GHz、36 GHz、42 GHz 的諧波抑制大于120 dB，對30 GHz、54 GHz、60 GHz 處的諧波抑制大于60 dB，對6 GHz、48 GHz 處的諧波抑制大于40 dB，均大于表1中鏡像抑制30 dB 的要求。

圖5 本振鏈路諧波仿真

圖6 本振鏈路諧波仿真結果

2 關鍵電路部件設計

在毫米波SAIR 系統中，毫米波前端電路都是由被動元件和主動元件組成。理論上各種無源器件均可由微帶線制作，但目前毫米波波導無源器件還是占據很大部分。隨著微帶線在毫米波集成電路中的廣泛應用，前端電路通常采用波導、共面波導、微帶線及鰭線共同組成。在K 波段SAIR 前端系統中采用了鰭線結構及微帶-微帶(金線)結構來實現第一級LNA 及其電路結構轉換，鏡像抑制則采用了第二級的H 面電感膜片波導濾波器，如圖2 所示。

2.1 結構轉換——鰭線結構

在SAIR 系統中第一級低噪放對整個接收機噪聲起到決定性作用，因此將其設計成一個獨立單元，其信號輸入輸出電路采用了鰭線結構來實現結構轉換[9]。鰭線結構是一種主要用于毫米波混合集成電路的準平面結構，可以保證只有準TE10 模在鰭線中的傳播。

鰭線漸變的方式有指數線、拋物線和余弦平方線，其中應用最為廣泛的為余弦平方線。K 波段前端系統中，第一級低噪放作為獨立單元與前面天線及波導連接，就采用了余弦平方線來設計鰭線轉換結構。其設計公式為

式中:z為傳輸線縱向坐標；h為波導高度；l是過渡段部分的長度；b是50 Ω 微帶傳輸線寬度。其中l取值一般為1.5λ0。

2.1.1 仿真設計

仿真采用余弦平方線K 波段的背靠背鰭線結構，如圖7 所示。分別采用標準矩形波導BJ260 和BJ320，介質基板采用羅杰斯5880(相對介電常數為2.2，厚度為0.254 mm)。仿真過程中可以通過改變50 Ω 微帶傳輸線寬度b及過渡段部分l的長度使工作頻率為中心頻率。

仿真結果分別如圖7 和圖8 所示，K 波段輻射計所使用的中心頻率為26 GHz，其仿真結果S11為-35 dB，S21為-0.09 dB。S11代表端口2 匹配時，端口1 的反射系數，S21代表端口2 匹配時，端口1 到端口2 的正向傳輸系數。

圖7 背靠背鰭線結構仿真圖

圖8 K 波段背靠背鰭線仿真結果

2.1.2 實測結果

對于裸片，通常需要金線實現裸片和微帶的連接，金線本身帶來的電感會造成芯片輸入輸出匹配的惡化，因此需要對使用金線連接的裸片進行匹配。前端電路第一級低噪放使用的是裸片，必須采用金線實現輸入輸出連接，通常使用直徑為10 mil 金線，其金線電感可設為LB。為了對引入的電感進行匹配，降低噪聲系數，引入T 型低通結構匹配電路網絡實現對金線電感的匹配，仿真金線模型示意圖如圖9 所示，T 型匹配仿真模型如圖10 所示。

圖9 金線電路仿真模型

圖10 T 型低通網絡結構

針對一定微組裝工藝仿真模型，建立完整的匹配電路設計流程，該模型可以進行適當擴展而得到S參數文件，滿足較寬頻段范圍的不同芯片的匹配設計，其仿真結果對比如圖11、圖12 所示。從中可以發現，ADS 與HFSS 兩種軟件模型仿真結果趨勢一致。通過圖10 獲得了金線模型的S參數并用于裸片的匹配。嵌入S參數文件即可獲得整個LNA模塊的仿真頻率響應。

實際裝配電路如圖11 所示。其仿真及實測如圖12 所示，仿真及測試S11均在-15 dB(34 GHz)左右，S22均在-10 dB 以下，S21趨勢基本一致。驗證了金線模型及匹配設計的正確性。

圖11 LNA 鰭線結構

圖12 裝配LNA 鰭線仿真及測試

2.2 鏡像抑制濾波器

為了提高前端電路的集成度，獲得較高的靈敏度，要求濾波器具有較高的帶外鏡像抑制。基于一種帶有倒角的H-P BPF 的精確設計方法實現的K波段濾波器，具有較新的加工工藝，設計簡單、一致性高、易加工安裝的優點[10]。其頂視圖及有倒角的3D 視圖分別如圖13(a)、13(b)所示，1/2 實物圖及裝配完畢實物圖如圖14(a)、14(b)所示。

圖13 H-P BPF 的頂視圖及有倒角的3D 視圖

圖14 H-P BPF 照片

倒角引入的附加電感合并到并聯電感兩側，兩側各引入等效電長度為φ/2。因此實際諧振腔的電長度可寫為

使用修正后的直接耦合腔體公式(10)實現H-P BPF 的精確設計。設計5 階切比雪夫H-P BPF，中心頻率為26 GHz，使用修正后的所得修正參數均有所增長，表明其諧振頻率有低頻頻移。

加工使用的基板為TC600，相對介電常數為6.2，厚度10 mil，實測兩BPF 的3 dB 帶寬(bandwidth，BW)分別為0.65 GHz 及0.77 GHz，通帶均為0.5 GHz，帶內波紋及插損均小于0.5 dB，帶外鏡像抑制實測大于60 dB，所有參數均滿足設計要求。使用TRL校準，可以在安裝過程中通過調節t1～t3實現調諧如圖15，其頻率響應見圖16，由此可得其仿真與測試及測試樣品之間有較好的一致性。

圖15 BPF 安裝及調諧圖

圖16 26 GHz H-P BPF 仿真及測試結果

2.3 倍頻鏈路濾波器設計

前端系統設計的PCB 平行線耦合濾波器，針對蝕刻結果造成的蝕刻圓角，為了實現加工后的電路與蝕刻后的電路版圖形狀吻合，提出了圓角化的設計方案，即對平行線耦合濾波器的開路端采用圓角設計方案替代傳統的長度補償方案；為了避免相鄰平行線寬度不同導致的不連續性，將各階長度和寬度非常接近的平行線設置為相同長度和寬度，提高濾波器頻率響應的一致性，其設計版圖如圖17 所示，頻偏經驗公式為式(11)。通過直通、反射及傳輸線的(Through-Reflect-Line，TRL)校準方式，實測獲得了12 GHz 及26 GHz 濾波器去嵌入效應后的頻率響應[11]，濾波器帶內插損3 dB，帶內波動小于1 dB，帶寬3.8 GHz，測量結果與仿真吻合。

圖17 全等寬等長平行線耦合濾波器各階平行線開路端圓角化后的版圖

式中:λg表示波導波長；La及f0分別表示未圓角化設計時的半波長諧振微帶線長度和中心頻率；θ表示濾波器諧振器腔的電長度。

根據式(11)，設計了兩種切比雪夫濾波器，中心頻率分別為12 GHz、26 GHz，相對帶寬分別為11.8%、15.8%，裝配圖如圖18 所示。平行線耦合濾波器對金屬腔體寬度及高度較敏感，其高度、寬度設為8 mm 和3.5 mm，使腔體的波導截止頻率小于38 GHz。腔體兩端使用K 頭連接。邊緣耦合濾波器對金屬腔體的兩邊寬度和高度都很敏感，為了確保腔體對通過測量相應K 頭和校準線(TRL)在該腔體中頻率響應，并在最后的濾波器的頻率響應中去除，得到濾波器本身的準確頻率響應，此方法被稱為去嵌入效應過程。圖18、圖19 分別為上述兩種濾波器樣品及測量曲線，其數量分別為2、3。從圖中可以發現這兩種濾波器測量結果與仿真結果吻合很好，并且同一種樣品之間的一致性也很好。

圖18 全等寬等長圓角平行線耦合濾波器照片

圖19 中心頻率12 GHz BPF 樣品測試

圖20 中心頻率26 GHz BPF 樣品測試

3 前端系統的實現與測試

綜上所述，在SAIR 設計中采用兩種新的濾波器設計方法實現鏡像濾波器及本振帶通濾波器的選頻特性；在金線-裸片連接、鰭線波導-微帶轉換實現第一LNA 設計；最后各模塊連接組成SAIR 接收機。如圖21、圖22 所示，前端毫米波電路由3 個部分組成，分別是低噪放單元、濾波器及倍頻與混頻單元構成。其中低噪放單元及濾波器均已討論。

圖21 前端毫米波電路

圖22 倍頻與混頻單元及其背面中頻輸出電路

整體毫米波電路及倍頻單元測量結果如圖23所示。表明實現了對26 GHz 信號的40 dB 增益和對22 GHz 處大于60 dB 的抑制，實現30 dB 抑制的指標；二次變頻單元的實測40 dB 的增益，如圖24所示，一次變頻微波單元及二次中頻單元整體實現了表1 中系統的整體性能設計。

圖24 48 通道中頻電路測試結果

3.1 接收機電路實現

前端電路背面中頻輸出頻率響應如圖23 所示，實現40 dB 的增益。

圖23 毫米波前端電路測試結果

3.2 噪聲系數測試

噪聲系數的測量值如表3 所示，兩者吻合得很好。

表3 噪聲系數理論值及測量值

3.3 相關系數測試

為了驗證前端的性能成像應用接收器，建立了相關系數的初步測試裝置。這個設置包括匹配的噪聲源，變量衰減器，可變移相器，兩個裝配式毫米波前端接收機，IF-IQ(同相正交)接收機以及DSP 單元。系統級測試設置如圖28(a)所示。移相器調節相關系數，功分器將噪聲信號饋送給兩路接收機，中頻IQ 解調2 GHz 輸出信號到200 MHz IQ 基帶信號，最后DSP 單元采樣基帶信號，并進行相關系數的計算。

理想情況下，當移相器改變相位時，復相關系數的實部虛部在笛卡爾坐標系中應該是余弦曲線，對應于復平面上的一個圓。圖25(a)測試結果接近余弦曲線，圖25(b)接近圓形，說明了測量結果接近理想值。測試曲線之間的差距及圓是不完美的，是由于移相器只能調到280°及移相器在不同相位角下的損耗引起的。

圖25 整體接收機相關系數測試

3.4 接收機一致性測試

在沒有接數字處理機前測試整體接收機的群延時，測試結果如圖26 所示，4 路接收機群延時在±40 ps 以內。當形成陣列并與數字機相連后通道間相位差的測試結果如圖27(a)所示，各通道同相相位誤差在200 MHz 帶寬內為-4°～4.2°，經過與綜合孔徑微波成像輻射計(Microwave Imaging Radiometer with Aperture Synthesis，MIRAS)相同的噪聲注入的校準方法可以達到系統要求；各通道間同步誤差經消除時鐘抖動后如圖27(b)所示，96 個通道間同步誤差均不超過±125 ps，符合表1 中群延時指標±100 ps 的要求。

圖26 接收機群延時測試

圖27 接收機陣列測試結果

為了進一步測試通道間不一致性，通過延時法對所有接收機通道進行測量，其測量結果如圖28 所示。從圖28(b)圖中可以看出，接收機導致的條紋洗滌項，群延時在±300 ps 以內，其所導致的相關效率下降小于1%。對可視度、不確定度的影響可以忽略[12]。

圖28 接收機通道條紋洗滌項的測試

4 結論

通過設計一種用于綜合孔徑成像系統接收機的方法，給出了接收機各項指標及二次變頻超外差接收機結構；其次，通過模塊化設計出一個用于SAIR的成像系統的毫米波接收機，其中一次變頻毫米波單元包括具有鰭線結構的低噪放單元及其匹配結構、具有倒角結構的圖像抑制濾波器H-P BPF、倍頻鏈路中的全等寬具有圓角結構的諧波抑制濾波器、倍頻鏈路等多芯片模塊；最后，給出了各單元電路及整體前端接收機的測試數據。結果表明:具有一定結構改進的H-P BPF 及全等寬圓角濾波器及MCM設計，實現了多通道接收機的多項技術要求，包括鏡像抑制、諧波抑制、增益、噪聲系數、各通道間一致性、接收機群延時、各通道同相相位誤差、48 個通道間同步誤差、相關系數和條紋洗滌項。