升壓型PFC 調制器的低諧波失真設計

姚 嵩，侯俊芳

(天津輕工職業技術學院電子信息與自動化學院，天津 300350)

電源系統的功率因子(PF:Power Factor)定義為系統實際功率(Pr)和系統視在功率(Pa)的比值，如式(1)所示。

實際功率是瞬時電壓和瞬時電流乘積的平均值；視在功率是均方根電壓和均方根電流的乘積。如果電流和電壓是同相的，那么功率因子FP＝1。功率因子也可以通過式(2)表征為電流總諧波失真(Total Harmonic Distortion，THD)的函數，

式中:Kd是失真因子，滿足Kd＝，Kθ表示輸入電流與輸入電壓的相位關系。

國際標準，例如IEC-61000-3-2，對諧波失真限制提出明確的要求。為了滿足國際標準的要求，減小輸入電流的諧波分量，提高系統的功率因數，功率因數校正(PFC:Power Factor Correction)技術被廣泛應用于各類電源系統。它通過修正電源系統的輸入電流，使輸入電流近似于與輸入電壓同相的正弦電流，提高從交流源中獲得的實際功率，從而降低電流總諧波失真，提升系統工作效率[1]。

升壓型PFC 調制器是主流的PFC 應用系統架構。固定開啟時間(COT:Constant On Time)的控制方法[2]，是升壓型PFC 調制器中一種普遍應用的控制方法，如圖1 所示。它通過檢測調制器輸出電壓，控制功率開關管的開啟時間。在每個交流電壓的周期下，功率開關管的開啟時間是緩慢變化，甚至是不變的。典型的COT 控制方法工作在臨界導通模式下，通過零電壓開關操作，實現較高的系統效率。

圖1 臨界導通模式升壓型PFC 調制器電路

本文首先簡述傳統COT 控制方法；然后提供一種設計方法，彌補傳統COT 控制方法的不足；最后，文章針對輸入濾波電容的電流變化，提供一種補償方法，優化總諧波失真。所描述的控制方法，基于TSMC 工藝制程，在100 W 升壓型PFC 調制器中實現。

1 架構分析和比較

1.1 傳統COT 控制方法

傳統COT 架構使電感電流的斜率在功率管開啟時間內與輸入電壓成正比關系。圖2 表示傳統COT 的工作時序。在臨界導通模式下，由于電感、功率管寄生電容和續流二極管的諧振，系統通過輔助繞組可以檢測出諧振發生的時刻，實現過零檢測并開啟功率管。功率管開啟時，電感電流接近于零。內部固定斜率的Vramp信號與Vcmp電壓比較，決定功率管開啟的時間。直到下一次過零檢測發生后，開啟下一個功率管的開關周期。

圖2 傳統COT 控制時序

根據圖1 所示，電感峰值電流Ipk可以表示為式(3)

式中:Vin為輸入電壓；ton為固定開啟時間。

輸入電流可以近似于電感電流的一半[3]。如式(4)所示。在固定開啟時間ton的條件下，輸入電流和輸入電壓表現出良好的線性關系。因此，調制器會表現為FP＝1 的理想功率因子，并且沒有失真現象。但是，由于寄生元件的存在，諧振過程中電感會向功率管寄生電容Coss充電，實際的電感電流IL如圖2 所示，在時間tzero區域存在負向電流INEG。所以，輸入電流需要在式(4)的基礎上疊加負向電流INEG的平均值，表示為

式中:時間tzero表征諧振的半個周期；ωr表征諧振角頻率，滿足

負向電流的出現使輸入電流和輸入電壓之間的線性關系存在偏差，在系統中引入總諧波失真[4-5]。

整理式(5)可以得到，在固定開啟時間的控制下，輸入電流和輸入電壓的線性關系失真表現在式(6)中的第三項和第四項。在輸出電壓恒定的情況下，式(6)第三項是恒定值，是引起失真的主要項[6]；而第四項引起的失真是輸入電流和輸入電壓之間的線性關系受到占空比D變化的調制，表現為輸入電流和輸入電壓的平方關系:

1.2 μCOT 控制方法

μCOT 控制方法是對負向電流進行補償的一種方法。根據式(6)的描述，μCOT 控制方法在環路中加入固定補償電流值Icmp，在保證開啟時間恒定的基礎上，消除項引起的失真。若補償電流值Icmp等于失真項INEG，則輸入電流和輸入電壓表現完美的線性關系。由于失真項INEG中存在受占空比D影響的因子，所以補償后的結果，仍存在一定程度的失真。對比不同的輸入電壓Vin，相同開啟時間ton下，高壓輸入時輸入電流對時間的積分面積，比低壓輸入時輸入電流對時間的積分面積更大。因此，引入相同的補償電流值Icmp，其影響在低壓輸入時候的作用表現得更為明顯。圖3(a)和圖3(b)對比表示傳統COT 控制方法和μCOT 控制方法的差異。μCOT 控制方法在傳統COT 控制方法基礎上，通過ZCD 電壓和內部閾值電壓Vth比較，延遲固定斜率的Vramp信號的產生，增大有效固定ton，從而增大輸入電流以補償負向電流的影響。圖3(c)給出μCOT 控制方法關鍵點工作波形。

圖3 μCOT 控制方法與傳統COT 控制方法的對比

1.3 μC.COT 控制方法

為降低電磁干擾，升壓型PFC 調制器通常在輸入整流橋之后增加濾波電容Cin。增加的容性阻抗改變輸入電流的組成，輸入電流由電感電流和電容電流ICin兩部分組成。電感電流如μCOT 控制方法描述，與輸入電壓Vin存在近似線性的關系；電容電流由公式(7)可得

式中:Vin，ac表示輸入交流電壓；Vac，pk表示輸入交流電壓峰值。式中電容電流與輸入電壓存在90°相移，使調制器的系統失真嚴重惡化，如圖4 所示。輸入電壓越高，電容電流所占比重越大，引起的相移也越大，系統的總諧波失真也越嚴重。在工頻周期內，將電容電流作線性近似，通過增加線性變化的補償電流可以改善諧波失真[6]。

圖4 濾波電容電流對輸入電流的影響

基于μCOT 控制方法，改變補償電流Icmp產生電路中的閾值電壓Vth，使其在工頻周期內線性增大，以補償電容電流引起的失真。改善后的Vramp信號產生電路如圖5 所示。首先，在每個開關導通時間結束前對ZCD 信號采樣峰值產生ZCD_sample 信號，該信號與內部閾值電壓Vth比較，判斷允許固定電流Iref對電容C1充電。這個閾值電壓的選取，要滿足在每一個工頻周期內，電容上的電壓Vth_td都從零開始上升。電壓Vth_td作為原μCOT 控制方法中延遲時間的產生閾值電壓。

圖5 μC.COT 控制方法中Vramp信號產生電路

因此，在每一個工頻周期內，有效固定開啟時間ton都包含著一個隨工頻時間增大的延遲時間，也就是說，電感電流中補償有一個隨工頻時間增大的補償電流Icmp。補償電流Icmp不但對圖2 中的負向電流進行補償，而且對圖4 中的輸入電容的充放電電流進行補償。

基于圖3 和圖5 的描述，設計功率100 W、輸出400 V 的升壓型PFC 調制器，系統使用電感感量700 μH、輸入電容940 nF，以及輸出電容47 μF。仿真比較三種控制方式下的THD 結果，如表1 所示。其中，THD1 為傳統COT 控制方法，THD2 為μCOT控制方法，THD3 為μC.COT 控制方法。在μC.COT控制方法中，低壓90 V 和150 V 情況，采用μCOT控制方法，避免ZCD 檢測偏差引起電流缺相。

表1 對比三種COT 控制方法下，升壓型PFC調制器THD 值仿真結果

采用TSMC 0.5 μm 工藝制程，根據μCOT 控制方法和μC.COT 控制方法，分別設計芯片。對比測試THD 結果如表2 所示。

表2 對比μCOT 控制方法與μC.COT 控制方法下，升壓型PFC 調制器THD 值測試結果

2 結論

μC.COT 控制方法在升壓型PFC 調制器中，在滿足功率因子值大于95%的情況下，對降低THD 的作用表現明顯。μC.COT 控制方法在補償電感負向電流的同時，將系統輸入電容的充放電電流對輸入電流的相移影響，也進行補償。基于TSMC 制程下實現的控制芯片，測試在高壓264 V 時THD 值僅為4.7%。