一種靜電除塵脈沖電源及控制系統設計?

桂 斌 章 飛

（江蘇科技大學電子信息學院 鎮江 212000）

1 引言

靜電除塵脈沖電源的基本原理為在直流發生電路提供一個直流高壓的基礎上，疊加脈沖發生電路輸出的微秒級脈寬的脈沖電壓［1］。與傳統恒流電壓輸出電源如工頻電源、高頻電源相比，靜電除塵脈沖電源具有以下優點：1）脈沖電壓可提高峰值電場強度，增加高比阻粉塵的荷電量，提高除塵效率；2）脈沖電壓持續時間短，不易觸發閃絡，減少了能量損失，降低了能量消耗，節能效果顯著；3）脈沖電壓提供超細粉塵荷電所需的擴散荷電所需的電場，增加超細粉塵的荷電量，提高除塵效率［2］。因此，靜電除塵脈沖電源成為電除塵電源的研究熱點。

2 主電路參數分析與計算

本系統設計的靜電除塵脈沖電源由兩個單元組成：基礎直流單元與脈沖單元［3］。高頻電源提供基礎直流單元壓，高頻電源運行頻率較高，較之工頻電源，更能快速地處理閃絡問題。脈沖單元由脈沖前置電路和脈沖發生電路構成，脈沖前置電路提供脈沖發生電路的前置電壓，脈沖發生回路在IG?BT 的開通時發生串聯諧振輸出高壓脈沖［4］。靜電除塵脈沖電源的結構如圖1所示。

圖1 靜電除塵脈沖電源主電路

靜電除塵脈沖電源脈沖產生原理為IGBT關斷時，脈沖前置電路輸出直流電壓+Ups、扼流電感Lps、儲能電容Cs、脈沖變壓器PT 的原邊組成充電回路，將儲能電容Cs充電至電壓+Ups；IGBT 開通時，儲能電容Cs、變壓器PT 漏感Ls、耦合電容CC以及除塵器的等效電容形成串聯電流諧振電路振蕩工作，產生類正弦波電流［5］，當諧振電流半波過零時，關斷IGBT，則諧振電流將反向，經過IGBT 模塊中的續流二極管D，向儲能電容Cs回饋能量；當反向過零時，完成一個諧振周期［6］。高壓脈沖形成主電路原理如圖2所示。

圖2 高壓脈沖形成主電路原理

高壓脈沖單元的IGBT 觸發開通時，產生串聯諧振，諧振期間將脈沖變壓器的二次側折算為一次側的等效拓撲圖如3所示。

圖3 諧振期間等效電路

其中Lu為靜電除塵脈沖電源高壓脈沖單元脈沖變壓器的勵磁電感、Rs為一次側電路中的雜散電阻、CC1為耦合電容折算到脈沖變壓器一次側的值、C1和R1為ESP負載的等效電容C0和等效電阻R0折算到脈沖變壓器一次側的值。串聯諧振時，ESP 負載等效為電容C0和電阻R0并聯，負載電路的總阻抗為

式中，ω 為串聯諧振角速度，則有：

針對一般的靜電除塵器參數則有：R1≈0，C1≈n2C0，串 聯 諧 振 初 始 時 刻，有Ucs(0+)=Ups、UC0(0+)=-Udc和Ucc(0+)=Udc，脈沖變壓器的勵磁電感Lu在諧振電路中相當于開路，滿足方程：

在SIMULINK 中對脈沖產生原理進行仿真建模，這里將高壓直流電路用幅值為Udc=6×104V的直流電源等效代替，脈沖前置電路輸出電壓用幅值為ups=2.1×103V 的直流電源等效代替，ESP 負載用等效電容和等效電阻并聯代替。如圖4所示。

圖4 脈沖電源的Simulink仿真

圖4 中各器件參數選擇如表1所示。

表1 脈沖單元的脈沖主回路參數選取

設置脈沖重復頻率為200PRF，那么設置觸發信號周期為T0=5×10-3S ，前面提到脈寬T=7.5×10-5S，又因為IGBT 的開通時間為脈沖諧振周期一半，那么PWM波的占空比為0.75%。

運行如圖4的脈沖電源仿真模型可以得到ESP負載上的電流值IESP、ESP 負載上的電壓值UESP的波形。如圖5所示。

3 控制系統電路設計

本系統軟件是基于DSP 芯片TMS320F28335在CCS軟件平臺上完成的，主要包括系統的主程序流程、PWM 波生成、ADC數據采集、系統保護、閃絡控制算法實現等。由于靜電除塵脈沖電源基礎直流單元H 橋逆變部分IGBT的開關頻率在10KHz左右，還要完成閃絡判斷和復雜的輸出電壓控制算法，因此系統的核心芯片采用DSP 芯片TMS320F28335。同時系統中開關量等邏輯信號的數據量大，對邏輯信號處理速度的要求較高，但邏輯結構相對比較簡單，適合用FPGA 來實現，所以本系統采用的是DSP+FPGA 架構。控制系統原理框圖如圖6所示。

圖5 ESP負載電壓和ESP負載電流

圖6 靜電除塵脈沖電源控制系統

3.1 脈沖單元的過零過流檢測

脈沖一次側電流即為脈沖變壓器原邊串聯諧振電流［7］，因為串聯諧振電流峰值可達幾千安培，一般的電流互感器受限于一次參數很難對諧振電流進行采樣。本系統采用Rogowski（羅果夫斯基）線圈來對其進行采樣［8］。Rogowski 線圈可測量5A～100KA 的電流，輸出額定電流有效值為0～20MA，轉換率為1：5000000［9］，設置過零點低電壓有效。如圖7 為脈沖一次側過零電壓跟隨比較電路，為了防止后級電路對電流互感器產生干擾，在Rogowski 線圈和后級絕對值電路之間加入電壓跟隨器。圖中V1為Rogowski線圈輸出電流經過電阻R3和電壓跟隨器轉化成電壓信號。

因輸入信號VIN（電阻分壓輸入脈沖一次側電流）有正有負，所以作為電壓跟隨器和比較器的運放供電電源也需要正負電壓供電［10］。由虛短虛斷可得V1=VIN；根據虛斷可得V1 的電壓與電阻器RP 的電壓值相等，圖中后級運放U313B 作為單限比較器，閾值電壓的計算式為式（7）：

后級集成運放U313B 工作在非線性區，根據LM211D 的datasheet，LM211D 的輸出低電平約為0.23V，又因為LM211D 是集電極開漏輸出，需加入上拉電阻。上拉電阻應選擇足夠大，同時保證上拉的電壓值小于FPGA芯片I/O電壓的極值3V。該比較器的閾值電壓為VPR，當輸入信號電壓V1>VRP，則輸出低電平；V1＜VRP 時，則輸出高電平。V1 電壓值每次經過VPR 值時，U313B 輸出電平都要跳變，比較器輸出的電壓接入FPGA。過流檢測mutilsim仿真波形如圖8所示。

圖7 脈沖一次側過零比較電路

圖8 過零檢測電路仿真波形

過流檢測電路圖如圖9所示。

圖9 過流檢測電路

其中，Iigbt 為待檢測的脈沖一次側諧振電流，V1為放大器輸出電壓。運放U4A 構成了電壓比較器，當諧振電流經低通濾波、電壓跟隨、同相放大后的輸入信號V1 高于正向閾值電壓VT+時［11］，電壓比較器U4A 輸出低電平V0L，可通過調節電阻RP3來調節過流時刻的電流值［12］。則D1由導通變為截止且由U3A虛斷可知：

輸入信號V1 電壓值低于反向閾值電壓VT-時，U4A 輸出由低電平變為高電平V0H 時，D1由反向截止變為正向導通［13］，且由電壓比較器虛斷可知反向閾值電壓：

3.2 IGBT開關邏輯

高壓脈沖單元與基礎直流單元的IGBT驅動波形不能直接由DSP 輸出給IGBT 驅動模塊［14］，需要DSP與FPGA的協同控制才能對靜電除塵脈沖電源提供驅動保護。無諧振發生時，應由IGBT 驅動信號、IGBT 錯誤信號、IGBT 過流信號、IGBT 過零信號相或，這些信號全部為低時，FPGA 芯片才能輸出IGBT 驅動信號［15］。諧振時IGBT 關斷由脈沖一次側過零信號觸發，當閃絡發生時，IGBT 過流信號由低變為高電平，因為驅動信號與過流信號是邏輯或關系，所以IGBT 驅動變為邏輯高，相當于封鎖了IGBT 驅動脈沖，直至閃絡結束。具體IGBT 開關邏輯如圖10所示。

圖10 IGBT開關邏輯

4 結語

靜電除塵用脈沖電源是電除塵電源的研究熱點，該電源是在常用的電除塵電源輸出直流電壓的基礎上疊加了可調脈沖電壓。介紹了脈沖產生的諧振原理，設計了DSP+FPGA聯合控制策略并給出了控制系統圖。在電源采樣保護電路基礎上，加上軟件保護，確保電源的安全運行。重點設計了脈沖回路采樣保護電路的脈沖一次側過零過流電路，同時設計了一種DSP 與FPGA 組合控制的IGBT 開關控制邏輯，對脈沖電源的設計有一定的意義。