反激變壓器傳導共模EMI特性分析

林蘇斌， 周云， 陳為， 張濱， 陳長青

(1.福州大學 電氣工程與自動化學院，福州350108；2. 中興通訊股份有限公司，廣東 深圳 518057)

0 引 言

變壓器是影響反激電源電磁兼容特性的關鍵器件，其原、副邊分布電容是傳導共模噪聲傳輸路徑的重要阻抗參數，對傳導共模噪聲的大小和特性都有著非常重要的影響[1-10]。優化設計變壓器的容性分布參數可以實現共模噪聲的抑制[11-17]。文獻[11]通過外接電容，文獻[12]通過調整變壓器內屏蔽層結構安排，改變變壓器內部電場分布均實現了共模噪聲抑制。在實際應用中發現，采用上述方法抑制共模噪聲時，為了尋求較佳的噪聲抑制效果，往往需要多個實驗樣機的反復方案調整，憑經驗通過試錯法對實驗樣機進行驗證和修改，設計缺乏明確的優化方向和理論指導。變壓器容性分布參數是影響共模噪聲的關鍵因素，文獻[15]深入分析了變壓器原、副邊繞組間的容性分布參數的產生機理，給出了變壓器的三電容模型，但未能明確變壓器的容性效應對共模噪聲的影響機理。

本文以反激電源為研究對象，深入分析了變壓器的容性分布參數對傳導共模噪聲的影響，通過對反激電源的共模噪聲傳輸機理分析，提出了變壓器可視為共模濾波器的新觀點。在理論分析基礎上，為了改善變壓器對共模噪聲抑制的能力，通過優化設計變壓器繞組結構，改變原、副邊繞組間的容性分布參數，改善變壓器的傳導共模EMI(electromagnetic interference)特性，最后，通過一臺反激電源樣機進行了實驗驗證。

1 反激電源傳導共模噪聲傳輸機理

圖1為反激電源共模噪聲傳輸路徑。圖1中L1、L2、C1、C2、R1、R2構成線性阻抗穩定網絡(LISN)；L、Cy1、Cy2、Cx構成一階EMI濾波器，其中L為共模扼流圈，以其漏感作為差模電感，Cy1、Cy2為Y電容，Cx為X電容；D1-D4為整流橋二極管；C3為輸入母線電容；TX1為反激變壓器；Q為開關管、Cph為開關管與散熱片的分布電容，Csg為散熱片對大地的分布電容，Cg為反激電源副邊地對大地分布電容，Cps為共模噪聲從變壓器原邊繞組向副邊繞組傳輸時的等效電容，Csp為共模噪聲從變壓器副邊繞組向原邊繞組傳輸時的等效電容,C4為輸出濾波電容，RL為負載，PE為大地，Pri_GND為變壓器原邊地，Sec_GND為變壓器副邊地。對于反激電源，根據疊加定理，原邊電位跳變點A、副邊電位跳變點B分別作用產生的共模噪聲傳輸路徑大體可分為三部分，分別如圖1(a)、圖1(b)和圖1(c)所示。

圖1(a)給出了由變壓器原邊向變壓器副邊傳輸的共模噪聲icm1的噪聲傳輸路徑，這一部分噪聲由變壓器原邊側的電位跳變點A，通過Cps經副邊與大地間的分布電容Cg、LISN形成噪聲回路。

圖1 反激電源的共模噪聲傳輸路徑Fig.1 Common mode noise transmission path of flyback power supply

因共模噪聲電流較小，一般為μA級，此噪聲電流在LISN等效電阻上的電壓降非常小，相對于噪聲源電位可忽略不計，此時這一路的原始共模噪聲icm1(無濾波器時)的大小可表示為

(1)

圖1(b)給出了由變壓器副邊向原邊傳輸的共模噪聲icm2的噪聲傳輸路徑，這一部分噪聲由變壓器副邊側的電位跳變點B，通過輸出濾波電容C4、副邊對地分布電容Cg、LISN、Csp形成噪聲回路。這一路的原始共模噪聲icm2(無濾波器時)的大小可表示為

(2)

式(2)中忽略了電容C4的影響。這是由于在傳導EMI的考核頻率范圍150 kHz～30 MHz內，C4電容的容抗遠小于Csp的容抗，C4對這一路共模噪聲的影響很小。

圖1(c)給出了流經散熱片的共模噪聲icm3,這一部分共模噪聲由開關管Q通過其與散熱片的分布電容Cph、散熱片對地分布電容Csg，LISN形成噪聲回路。當散熱片懸空時，這一路的原始共模噪聲icm3(無濾波器時)的大小可表示為

(3)

傳導共模噪聲抑制中，在安規允許的條件下，開關器件通過散熱片經對地電容的共模噪聲(圖1(c)中的icm3)一般可通過將散熱片接電路中的電位靜點來屏蔽。此時反激電源的共模噪聲的大小主要由流經變壓器的共模噪聲icm1，icm2決定。同時由式(1)、式(2)可見，icm1，icm2的大小與Cps、Csp以及副邊地對大地分布電容Cg密切相關。在工程應用中，常在變壓器副邊地與機殼(大地)間接Y電容，同時考慮到Y電容(一般為零點幾到幾nF)遠大于變壓器共模端口有效電容(一般為幾pF)，此時式(1)、式(2)可近似的表示為：

(4)

(5)

式(4)、式(5)中CY為連接在變壓器副邊與機殼(大地)間的Y電容。

由式(4)、式(5)可見，變壓器原副邊繞組容性效應的等效電容Cps、Csp是影響反激電源原始共模噪聲大小的最主要因素。

為了進一步明確變壓器對共模噪聲的影響機理，給出了如圖2所示的反激電源共模噪聲等效模型。圖2中，RLISN為LISN的共模等效電阻，Lcm、Cy1、Cy2構成一階共模濾波器，uA為電路中原邊噪聲源，uB為電路中副邊噪聲源。由圖2可見，反激電源中的原邊噪聲源uA、副邊噪聲源uB都是直接施加在變壓器的原副邊繞組上，在變壓器原副邊繞組上形成噪聲電位，共模噪聲通過變壓器內部容性分布參數經過大地、LISN、L/N 線形成回路。噪聲電流icm1、icm2通過容性分布參數在變壓器原副邊繞組間傳輸,容性效應的等效電容Cps、Csp是這兩路噪聲的主要傳輸路徑阻抗。從圖2所示的共模噪聲傳輸途徑可見，Cps、Csp與EMI 濾波器中的共模濾波器件(共模電感L、Y電容)的等效阻抗在電路結構上是等效串聯的。在共模噪聲抑制中，可通過調整EMI濾波器的共模電感的感量和Y電容的容值來抑制共模噪聲，同理也可以通過調整變壓器容性效應的等效電容Cps、Csp來抑制共模噪聲。因此從這一角度來看，在共模噪聲傳輸中變壓器實質上是起到濾波器的作用，可以將變壓器看成共模濾波器。通過調整變壓器的原副邊繞組的等效電容可以從源頭上抑制共模噪聲。

圖2 反激電源共模噪聲等效模型Fig.2 Common mode noise equivalent model of flyback power supply

2 變壓器容性效應分析

變壓器在共模噪聲傳輸中可以起到濾波器的作用，其對共模噪聲抑制的能力取決于共模噪聲在變壓器內部傳輸時的容性分布參數的等效阻抗。因此有必要進一步明確在共模噪聲傳輸時變壓器內部容性效應的形成機理。

反激電源中，開關器件Q導通、關斷過程中會在開關器件兩端形成電位跳變，這一跳變的電位同時也會施加在變壓器的原邊繞組兩端。圖3為變壓器內部共模噪聲的傳輸機理，圖中uA為變壓器原邊噪聲源，Cg為變壓器副邊對大地的分布電容。在傳導EMI考核頻段范圍內，原邊噪聲源可近似認為是直接施加在變壓器原邊繞組兩端，在變壓器原邊繞組上產生噪聲電位。這一噪聲電位會通過電場耦合的方式，在副邊繞組產生感應電荷，副邊繞組的感應凈電荷經Cg形成的位移電流即為流經變壓器的共模噪聲電流。從這一角度來看，共模噪聲源是施加在變壓器繞組端口，共模噪聲通過變壓器原副邊繞組間的容性分布參數傳輸。

圖3 變壓器共模噪聲傳輸機理Fig.3 Transmission mechanism of common mode noise

由圖3可見，若將變壓器看作一個二端口網絡，變壓器的共模噪聲傳輸路徑阻抗實質上是一個二端口的轉移阻抗。在變壓器原、副邊均為單層繞組且無屏蔽層時，變壓器副邊的感應凈電荷可表示為

(6)

式中：C0為變壓器原副邊繞組的層間結構電容；w為變壓器繞組窗口的高度。

定義變壓器的容性效應等效電容為共模端口有效電容為

(7)

由式(7)可見，變壓器的共模端口有效電容與變壓器繞組層間結構電容以及原副邊繞組相鄰層的噪聲電位分布有關。一般而言，變壓器為客制化定制的元器件，滿足相同基本電氣特性的變壓器，可以有不同的繞制方法和繞制工藝。不同的繞組結構以及端口連接方式，變壓器原副邊繞組間的電位分布不同，對應的共模端口有效電容也就不一樣，因此通過繞組結構設計，可有效控制共模端口等效電容的大小。

在容性效應分析基礎上，可以進一步深入分析變壓器對反激電源傳導共模電磁干擾的影響。

3 共模端口有效電容的影響因素分析

3.1 連接方式對共模端口有效電容的影響

以4層繞組結構變壓器為分析對象，變壓器繞組排列方式為AP1P2S。為表述方便，下文簡稱為1#變壓器，其中A為輔助繞組，P1為原邊內層繞組， P2為原邊外層繞組，S為副邊繞組(該變壓器繞制時，先繞輔助繞組、再繞原邊繞組，原邊分2層繞制，原邊繞組內層P1與輔助繞組相鄰，最后繞副邊繞組)。變壓器具體參數為：原邊56匝，2層繞制；副邊5匝，單層繞制：輔助繞組7匝，單層繞制。

1#變壓器結構分布如圖4所示，其中圖4(a)中a為原邊電位跳變點，b為原邊電位靜點，c為副邊電位跳變點，d為副邊電位靜點。圖4(b)為1#變壓器在反激電源中的連接方式1，在該連接方式中原邊內層繞組P1出線端接原邊電位跳變點a，原邊外層繞組P2出線端接原邊電位靜點b，副邊繞組2個出線端子分別按圖4(b)所示接副邊電位靜點c和副邊電位跳變點d。圖4(c)為1#變壓器在反激電源中的連接方式2，該連接方式中原邊內層繞組P1出線端接原邊電位靜點b，原邊外層繞組P2出線端接原邊電位跳變點a，副邊繞組2個出線端子分別按圖4(c)所示接副邊電位跳變點d和副邊電位靜點c。

從圖4(b)和圖4(c)的電位分布可以看出，同一個變壓器接在反激電源中，端口連接方式不同，原副邊繞組相鄰層的電位差分布是不一樣的。圖4(b)中，連接方式1的相鄰層的電位差分布從0到0.5up-us，其中up為變壓器原邊電壓，us為變壓器副邊電壓；圖4(c)中，相鄰層電位差分布是從0.5up到up-us。由于原副邊繞組相鄰層電位差分布不同，因此，對應這2種接法的變壓器共模端口有效電容也不一樣。

圖4 1#變壓器連接方式Fig.4 Connection mode of No.1 transformer

1#變壓器連接方式1的共模端口有效電容為

(8)

式中：C0為變壓器的原副邊相鄰層層間電容；w為繞組寬度。

1#變壓器連接方式2的共模端有效電容為

(9)

比較式(8)、式(9)可見，同一變壓器，因連接方式不同，共模端口有效電容存在較大差異。連接方式2的共模端口有效電容是連接方式1的3.4倍，因此變壓器在電源中的連接方式對變壓器共模端口有效電容具有很大影響,優化變壓器在電源中的連接方式，可減小共模端口有效電容。

3.2 繞制方式對共模端口有效電容的影響

以2個基本電氣參數(匝數、匝比、磁心結構、繞組線規，參數與1#變壓器一致)相同但繞制方式不同的變壓器為研究對象，其中一個變壓器的繞制方式為AP1P2S(本文3.1中的1#變壓器)，另一個變壓器的繞制方式為AP1SP2，(為表述方便，下文簡稱2#變壓器)。2個變壓器在反激電源中均采用原邊內層繞組P1接電路原邊電位跳變點的連接方式，對于1#變壓器連接方式如圖4(b)所示。2#變壓器連接示如圖5所示。

圖5 2#變壓器連接示意圖Fig.5 Connection diagram of no. 2 Transformer

通過WK-6500B阻抗分析儀測量2個變壓器的原副邊繞組相鄰層的層間結構電容。1#變壓器原副邊繞組相鄰層的層間結構電容C0為21.8 pF。2#變壓器有2個原副邊繞組相鄰層，其中相鄰層1的層間結構電容C01為19.6 pF，相鄰層2的層間結構電容C02為43.1 pF 。

從圖5可見， 2#變壓器相鄰層1的電位差分布是從(0.5up-us)到up,相鄰層2的電位差分布是從0到(0.5up-us)。

2#變壓器相鄰層1的共模端口有效電容為

13.82pF。

(10)

式中C01為2#變壓器的相鄰層1的層間結構電容。

2#變壓器原副邊相鄰層2的共模端口有效電容為

8.85pF。

(11)

因此，2#變壓器的共模端口有效電容為

CQ0=CQ01+CQ02=22.67pF。

(12)

將1#變壓器層間結構電容代入式(8)可得1#變壓器的共模端口有效電容為

CQ=0.205C0=4.65pF。

(13)

由式(12)、式(13)可見：繞制方式對變壓器共模端口有效電容有很大影響，2#變壓器的共模端口有效電容約為1#變壓器連接方式1的4.9倍，優化變壓器的繞組方式，可有效減小共模端口有效電容。

4 實驗驗證

以一款反激電源為實驗樣機進行實驗驗證。樣機主要電路參數：輸入電壓Uin為AC 220 V；輸出電壓Uo為DC 12 V；輸出功率為36 W；開關頻率為53 kHz。分別按1#變壓器和2#變壓器的規格繞制了兩個變壓器。變壓器基本參數為：飛磁磁芯 EE-30-3F35；原邊繞組：56匝、0.35 mm漆包線，2層繞制；副邊繞組5匝、0.59 mm漆包線，單層繞制；輔助繞組7匝、0.35 mm漆包線、單層繞制。實驗測試時，采用市電三線接法，變壓器副邊地接大地，通過將散熱片接原邊電位靜點的方式屏蔽經散熱片的共模噪聲。噪聲測試時采用電流法測量共模噪聲。

4.1 連接方式對傳導共模噪聲影響的實驗驗證

將1#變壓器按連接方式1和連接方式2分別接入反激電源，測量的共模噪聲頻譜如圖6所示。

圖6 2種繞制方式的共模噪聲波形比較曲線Fig.6 Comparison curve of common mode noise waveforms of two winding modes

從圖6可見，在150 kHz～12 MHz頻段范圍內，連接方式1 的共模噪聲比連接方式2的共模噪聲小約10 dBμA，連接方式2的共模噪聲大小約是連接方式1的3.1倍。根據式8和式9理論計算的這2種連接方式的變壓器的共模端口有效電容相差3.4倍，理論分析的結果與實驗測量的結果基本一致。實驗測試結果驗證了本文改變變壓器的連接方式可以優化變壓器共模端口等效電容理論分析的正確性。

4.2 繞組繞制方式對傳導共模噪聲影響的實驗驗證

將1#變壓器(連接方式1)和2#變壓器分別接入反激電源，測量的共模噪聲頻譜如圖7所示。從圖7中可見，在150 kHz～20 MHz頻段范圍內，1#變壓器樣機的共模噪聲比2#變壓器樣機的共模噪聲小約12 dBμA，2#變壓器的共模噪聲的大小約是1#變壓器的4倍。根據式(12)和式(13)理論計算的這2個變壓器的共模端口有效電容相差4.87倍，實驗測量和理論計算的存在一定的偏差，這主要是由于2個變壓器的原副邊相鄰層的結構電容需通過阻抗分析儀測量，因結構電容容值較小，測量中存在一定的測量誤差。考慮到實驗測量誤差的影響，理論分析的結果與實驗測量的結果基本一致。實驗測試結果驗證了本文調整變壓器的繞制方式可以優化變壓器共模端口等效電容理論分析的正確性。

圖7 2種繞制方式的共模噪聲波形比較曲線Fig.7 Comparison curve of common mode noise waveforms of two winding modes

綜上所述，改變變壓器與電路的連接方式或者調整變壓器的繞制方式，都可以優化變壓器的共模端口有效電容。采用優化變壓器的共模端口有效電容的措施可極大的抑制共模噪聲，這一實驗測試結果驗證了本文提出的在共模噪聲傳輸中變壓器實質上是起到共模濾波器作用理論分析的正確性。

5 結 論

1)在共模噪聲傳輸中，共模噪聲源實際上是施加在變壓器的繞組端口，并通過變壓器原副邊繞組間的容性分布參數傳輸。

2)變壓器容性分布參數在共模噪聲傳輸路徑中的等效阻抗(共模端口有效電容的等效容抗)是影響共模噪聲大小的最主要的傳輸路徑阻抗參數。

3)從共模噪聲傳輸機理角度來看，變壓器實質上可看成共模濾波器；通過合理設計繞組結構及其端口與電路的連接，優化變壓器的共模端口有效電容，可提高變壓器的共模干擾抑制能力。