AC/DC開關電源建模與仿真研究

丁國臣，楊曉霞，張 芳，任秀芳

（海軍航空大學青島校區，山東 青島 266000）

0 引 言

當今電子設備迅速發展，開關電源作為其中的關鍵部分，也越來越小型化、便利化。但同時，開關電源內部結構愈加復雜，以往設計階段所采用的產品試制和實物實驗，需耗費大量精力，且提高成本。相較而言，計算機仿真是一個虛擬的實驗環境，設計者可自主選擇元器件搭建電路，在更換元器件、測量等方面都要比實物實驗快得多，并且不會造成器件的浪費，大大降低了設計成本，縮短了研發周期。

本文首先對全橋式開關電源原理電路進行分析，計算和設計電路中元器件參數，根據預期指標完成各部分電路關鍵元器件的選型。應用仿真軟件Multisim對電路進行建模仿真[1,2]，研究改變元件參數對電路性能的影響。針對開關管“硬開關”工作模式下損耗大的問題，引入可實現“軟開關”技術的移相全橋變換器，研究開關的零導通和零關斷問題。

1 開關電源原理電路

本文設計的AC/DC開關電源輸入電壓為220 V工頻交流電，輸出直流電壓24 V，波動范圍10%，開關管的工作頻率50 kHz。由輸入電路、開關電源主電路、輸出電路及驅動控制電路四部分組成，如圖1所示。其中，輸入電路采用全橋式整流濾波電路；主電路包括DC/AC變換器和高頻脈沖變壓器，變換器采用全橋式變換器；輸出整流濾波采用全波整流濾波電路；驅動控制電路由控制芯片TL494、驅動芯片IR2110及其外圍電路組成。

1.1 輸入整流濾波電路

220 V工頻交流電在接入開關電源主電路之前要進行AC/DC變換，采用全橋整流濾波電路。經整流后電壓：

二極管能承受的最大反向電壓[3]：

選取二極管時需考慮二極管的最大反向電壓，本文為220 V交流輸入，故選取耐壓值600 V的1N4005型整流二極管。濾波電容選取耐壓值為400 V，2 000 μF的電解電容器。

1.2 輸出整流濾波電路

輸出整流濾波電路的主要功能是將主電路輸出的高頻交變方波電壓，通過兩個整流二極管轉換成單一極性的高頻方波電壓。配合LC濾波電路，濾除脈沖電壓中的高次諧波，輸出平滑且穩定的直流電壓。

輸出端的整流二極管反向恢復時間應盡可能短，控制在50 ns以內。其耐壓值應為峰值電壓的兩倍以上，最大工作電流應為輸出電路的三倍。因此本文選用反向耐壓值為200 V，最大整流電流6 A的MUR1620型超快恢復二極管。

1.3 全橋變換器

全橋變換器最大的優點是利用率高，適用于大功率電路。但由于其使用4個開關管，所以驅動控制電路較其他類型變換器復雜的多，設計時要考慮的因素也更為復雜。

變換器工作時，同一橋臂上的開關管交替導通或截止，即Q1、Q3同步工作，Q2、Q4同步工作，變壓器T二次側輸出功率。經過整流濾波后輸出電壓Uo為：

式中，N2/N1為變壓器匝數比的倒數。當輸入端電壓產生波動時，通過調節占空比D的值使得Uo保持穩定。

220 V工頻交流電經整流濾波電路后輸出的直流電為310 V，所以選擇的開關管耐壓值應不小于500 V。與晶體管相比，MOS管具有輸入阻抗高、噪聲低、熱穩定性好等優點，因此本文選擇耐壓值為500 V的MOS管作為開關管，型號為IRF420。

1.4 高頻變壓器設計方法

高頻變壓器是開關電源的重要元器件，與線性穩壓電源所用的變壓器主要區別在于工作頻率和鐵芯材料不同。一般高頻變壓器工作頻率在kHz到MHz之間，鐵芯采用鐵氧體磁芯材料。

（1）電壓比kT：電路在最大占空比和最低輸入電壓的條件下，輸出電壓能達到要求的上限，輸出電壓應留有裕量。

ΔU為電路中的壓降，應包含整流二極管壓降和電路中的線路壓降等。

（2）根據式（5）選取合適的鐵心[4]：

式中，Ae為鐵心截面積；Aw為鐵心窗口面積；PT為變壓器傳輸的功率；fs為開關功率；ΔB為鐵心材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；dc為變壓器繞組導體的電流密度；kc為繞組在鐵心窗口中的填充因數。根據截面積（AeAw）在廠家提供的產品手冊中選擇合適的鐵心。

（3）繞組匝數

通常計算次級繞組匝數N2較為簡單，公式為：

式中，SV為繞組承受的最大伏-秒面積，定義為：

對全橋型電路，次級繞組最大伏-秒面積為：

因此二次繞組匝數的計算方法可以為：

通過電壓比可計算出一次繞組匝數。

1.5 PWM控制電路和驅動電路

本文中開關電源的控制方式采用脈沖寬度調制（PWM），用于輸出控制信號，控制開關管的通斷時間。選用可雙端輸出的TL494控制芯片，TL494芯片工作頻率可達300 kHz，可滿足一般開關電源的頻率需求。

位于控制電路與開關管之間的為驅動電路，作用是驅動開關管執行控制電路發出的指令。本文采用集成的驅動芯片，帶自舉電路的IR2110。

1.6 移相全橋變換器

軟開關的核心思想就是避免開關管工作過程中電流與電壓出現重疊的現象，從而降低開關管的損耗，如圖4所示，使開關電源工作頻率可進一步提高。

本文研究的移相全橋軟開關采用ZVS方式，其結構較普通的全橋變換器多了四個諧振電容C1～C4和諧振電容L[5]，其結構如圖5所示。

MOS管的輸出電容Coss可作為諧振電容，通過查詢IRF420型MOS管的使用手冊，其輸出電容Coss=150 pF。考慮到輸出電容的非線性等效值，諧振電容的計算方法大約為C1=C2=C3=C4=(4/3)Coss=200 pF。由上文中的分析可知，電感在諧振過程中需要為4個電容的充放電提供能量，所以電感的取值應滿足：

經計算，本文中諧振電感應取15μF。

2 主電路建模與仿真

對全橋DC/AC變換電路部分進行仿真分析，輸入電源Ui=310 V，加入電壓控制源作為開關管的控制信號，經驅動電路輸出方波信號，研究DC/AC變換的可行性。設計高頻變壓器參數，加入全波整流濾波電路，建全主電路模型。

2.1 全橋變換器

在Multisim仿真環境下，搭建以IRF420型MOS管作為開關管的DC/AC全橋逆變電路，如圖6所示。驅動電路采用前文所介紹的電路，控制源采用理想信號源。

在全橋逆變電路中加入柵極電阻R1～R4，并聯二極管D5～D8，加快MOS管的通斷、釋放柵極電荷，保護MOS管。二極管D1～D4起續流作用，R9～R12及C7～C10構成RC緩沖電路。設置PWM控制信號，周期T=20 μs，導通時間ton=6 μs，占空比D=30%。負載兩端的輸出波形如圖7所示。

由圖7可知，當輸入為理想的310 V直流電源時，輸出的交變方波信號脈沖寬度大約為6 μs，死區時間約為4 μs。交變方波的幅值為309 V左右，沒有明顯波動，與預期目標一致。仿真結果證明，全橋逆變電路可以實現DC/AC的逆變換，所選的RF420型MOS管性能參數符合電路要求。

2.2 變壓器建模與仿真

由于Multisim仿真軟件無法實現高頻變壓器的建模，現只將高頻變壓器的參數計算方法說明如下，在進行仿真時選用的是元件庫中的理想變壓器。

選擇鐵氧體作為磁芯后，根據式（5）計算鐵心截面積與窗口面積的積，即AeAw。其中，Pt取48 W；開關頻率fs取50 kHz；ΔB取值為0.2 T；dc取4×106A/m2；kc取值0.5。經計算，本文中的AeAw=2.4×10-9m4，可以選擇鐵心型號為EE25，Aw=0.4×10-4A/m2，Ae=0.782×10-4A/m2，AwAe=3.128×10-9A/m4， 滿 足要求。

在確定好鐵心的型號后，根據式（9）計算二次繞組匝數N2=30匝，根據式（4）算出電壓比KT≤9.6，取KT=9，則N1=270匝。在Multisim的元件庫中選擇理想變壓器進行替代，匝數比為270∶30。

2.3 開關電源主電路整體仿真

在圖6模型的基礎上加入帶中心抽頭的變壓器、全波整流電路及LC濾波電路，搭建開關電源主電路，如圖8所示。

首先研究濾波電容對于輸出電壓的影響[7]，開關管的工作頻率為50 kHz，占空比D=25%。保持負載及電感參數不變，濾波電容取值依次為0.02 μF、0.2 μF、2 μF、20 μF、100 μF、400 μF，測量結果如表1所示。

表1 不同濾波電容濾波效果

由仿真結果可知，濾波電容的大小對于濾波效果影響較大，濾波電容過小時會產生超調，并且輸出電壓會產生振蕩。增大濾波電容可以得到預期平滑的直流電壓，但是輸出電壓進入穩態的時間變長，且過大的電容會造成浪費。綜合考慮，本電路的濾波電容選用20 μF較為合適。

在加入LC濾波電路后，設置控制信號占空比D=25%，改變輸入的直流電壓依次為280 V、310 V、342 V，測量輸出端電壓Uo，實驗結果如表2所示。

表2 理論輸出電壓與實際輸出電壓對比

設置輸入電壓為280 V，微調控制信號占空比，使輸出電壓為24 V，仿真波形如圖9（a）所示，測得控制信號脈沖寬度為8.751μs，輸出電壓為24.028 V，主電路所需最大占空比Dmax為42.75%。再將輸入電壓設置為324 V，同樣微調控制信號占空比使得輸出為24 V，仿真波形如圖9（b）所示，測得控制信號脈沖寬度為7.84 μs，輸出電壓為23.952 V，所需最小占空比Dmin為39.2%。在前文對TL494進行仿真時，測得該芯片的占空比調節范圍為4%～45%，說明TL494控制芯片滿足該全橋變換器的工作需求。

在圖8電路基礎上，將TL494及其外圍電路接入驅動控制電路中，替換理想的控制信號，再將理想的直流電源替換成全橋整流濾波電路，則AC/DC開關電源電路搭建完成，其模型如圖10所示。

對整體電路進行仿真分析，輸出電壓波形如圖11所示，電路進入穩態后電壓穩定于23.9 V左右。原因一是在于反饋端存在誤差，導致TL494控制輸出電壓Uo存在誤差，第二個原因在于TL494自身控制精度存在問題。

利用Multisim14.0里的電流探針，配合示波器，觀察開關管導通與截止過程中電流與電壓的關系。

由圖12、圖13可知，在開關管導通和截止過程中，存在電壓、電流重疊的現象，導致損耗的產生。開關頻率越高，損耗也就越大[6]。這就是“硬開關”所帶來的問題，它限制了開關電源高頻化與小型化。我們希望在開關管導通與截止過程中，電流或者電壓先下降到零，之后再流過電流或者產生壓降，從而避免電壓、電流的重疊，也就是采用“軟開關”技術。

2.4 移相全橋變換器簡化模型

因元件庫中無移相控制芯片，只能利用理想信號源將滯后橋臂兩只開關管的驅動信號滯后2μs，以此模擬移相的效果。4只MOS管的控制信號如圖14所示，上方波形為超前橋臂Q1、Q4的控制信號，下方為滯后橋臂Q2、Q3的控制信號。其脈沖寬度均為7μs，驅動電路同樣采用IR2110集成芯片，搭建簡化的移相全橋變換器電路如圖15所示。

測得開關管Q1上電流與電壓波形圖16所示。

由開關管導通時電流與電壓的波形判斷，諧振回路配合移相全橋變換器可以實現開關管的軟開關。圖16中電壓下降過程較為平滑，沒有出現波動。從圖17開關管的導通過程可以看出，電流與電壓之間沒有交叉點，能較好的實現零電壓導通，并且間隔較大，確保MOS管導通過程中不會產生損耗。

從圖18開關管截止過程發現，ZVS-零電壓開關在開關管關斷時，無法完全避免電流與電壓產生交叉點，這是由于其諧振電路特性所導致的。但對比圖13的硬開關方式，ZVS方式下關斷電流與電壓交叉點明顯降低，從這個角度看該方式能起到降低損耗的作用，但仍有提高的空間。

3 結 論

本文運用Multisim仿真軟件搭建開關電源仿真模型，研究改變器件參數對電路性能的影響，仿真結果與理論結果基本一致，證明計算機仿真的可行性。搭建移相全橋變換器的簡化模型，與“硬開關”方式進行了對比，證實“軟開關”技術確實能降低開關管工作時的損耗，可解決開關電源高頻化而又不增加切換損耗的難題，是未來新型開關電源的關鍵技術。

另外，本文在建模過程中仍存在一些不足，一是Multisim仿真軟件無法對高頻脈沖變壓器建模，通過查閱資料，Saber、Orcad pspice等更專業的電路仿真軟件可以實現高頻變壓器的建模與仿真；二是未建立能實現軟開關的移相全橋變換器的完整模型。