AC/DC開關(guān)電源建模與仿真研究

丁國臣，楊曉霞，張 芳，任秀芳

（海軍航空大學(xué)青島校區(qū)，山東 青島 266000）

0 引 言

當(dāng)今電子設(shè)備迅速發(fā)展，開關(guān)電源作為其中的關(guān)鍵部分，也越來越小型化、便利化。但同時，開關(guān)電源內(nèi)部結(jié)構(gòu)愈加復(fù)雜，以往設(shè)計階段所采用的產(chǎn)品試制和實物實驗，需耗費大量精力，且提高成本。相較而言，計算機(jī)仿真是一個虛擬的實驗環(huán)境，設(shè)計者可自主選擇元器件搭建電路，在更換元器件、測量等方面都要比實物實驗快得多，并且不會造成器件的浪費，大大降低了設(shè)計成本，縮短了研發(fā)周期。

本文首先對全橋式開關(guān)電源原理電路進(jìn)行分析，計算和設(shè)計電路中元器件參數(shù)，根據(jù)預(yù)期指標(biāo)完成各部分電路關(guān)鍵元器件的選型。應(yīng)用仿真軟件Multisim對電路進(jìn)行建模仿真[1,2]，研究改變元件參數(shù)對電路性能的影響。針對開關(guān)管“硬開關(guān)”工作模式下?lián)p耗大的問題，引入可實現(xiàn)“軟開關(guān)”技術(shù)的移相全橋變換器，研究開關(guān)的零導(dǎo)通和零關(guān)斷問題。

1 開關(guān)電源原理電路

本文設(shè)計的AC/DC開關(guān)電源輸入電壓為220 V工頻交流電，輸出直流電壓24 V，波動范圍10%，開關(guān)管的工作頻率50 kHz。由輸入電路、開關(guān)電源主電路、輸出電路及驅(qū)動控制電路四部分組成，如圖1所示。其中，輸入電路采用全橋式整流濾波電路；主電路包括DC/AC變換器和高頻脈沖變壓器，變換器采用全橋式變換器；輸出整流濾波采用全波整流濾波電路；驅(qū)動控制電路由控制芯片TL494、驅(qū)動芯片IR2110及其外圍電路組成。

1.1 輸入整流濾波電路

220 V工頻交流電在接入開關(guān)電源主電路之前要進(jìn)行AC/DC變換，采用全橋整流濾波電路。經(jīng)整流后電壓：

二極管能承受的最大反向電壓[3]：

選取二極管時需考慮二極管的最大反向電壓，本文為220 V交流輸入，故選取耐壓值600 V的1N4005型整流二極管。濾波電容選取耐壓值為400 V，2 000 μF的電解電容器。

1.2 輸出整流濾波電路

輸出整流濾波電路的主要功能是將主電路輸出的高頻交變方波電壓，通過兩個整流二極管轉(zhuǎn)換成單一極性的高頻方波電壓。配合LC濾波電路，濾除脈沖電壓中的高次諧波，輸出平滑且穩(wěn)定的直流電壓。

輸出端的整流二極管反向恢復(fù)時間應(yīng)盡可能短，控制在50 ns以內(nèi)。其耐壓值應(yīng)為峰值電壓的兩倍以上，最大工作電流應(yīng)為輸出電路的三倍。因此本文選用反向耐壓值為200 V，最大整流電流6 A的MUR1620型超快恢復(fù)二極管。

1.3 全橋變換器

全橋變換器最大的優(yōu)點是利用率高，適用于大功率電路。但由于其使用4個開關(guān)管，所以驅(qū)動控制電路較其他類型變換器復(fù)雜的多，設(shè)計時要考慮的因素也更為復(fù)雜。

變換器工作時，同一橋臂上的開關(guān)管交替導(dǎo)通或截止，即Q1、Q3同步工作，Q2、Q4同步工作，變壓器T二次側(cè)輸出功率。經(jīng)過整流濾波后輸出電壓Uo為：

式中，N2/N1為變壓器匝數(shù)比的倒數(shù)。當(dāng)輸入端電壓產(chǎn)生波動時，通過調(diào)節(jié)占空比D的值使得Uo保持穩(wěn)定。

220 V工頻交流電經(jīng)整流濾波電路后輸出的直流電為310 V，所以選擇的開關(guān)管耐壓值應(yīng)不小于500 V。與晶體管相比，MOS管具有輸入阻抗高、噪聲低、熱穩(wěn)定性好等優(yōu)點，因此本文選擇耐壓值為500 V的MOS管作為開關(guān)管，型號為IRF420。

1.4 高頻變壓器設(shè)計方法

高頻變壓器是開關(guān)電源的重要元器件，與線性穩(wěn)壓電源所用的變壓器主要區(qū)別在于工作頻率和鐵芯材料不同。一般高頻變壓器工作頻率在kHz到MHz之間，鐵芯采用鐵氧體磁芯材料。

（1）電壓比kT：電路在最大占空比和最低輸入電壓的條件下，輸出電壓能達(dá)到要求的上限，輸出電壓應(yīng)留有裕量。

ΔU為電路中的壓降，應(yīng)包含整流二極管壓降和電路中的線路壓降等。

（2）根據(jù)式（5）選取合適的鐵心[4]：

式中，Ae為鐵心截面積；Aw為鐵心窗口面積；PT為變壓器傳輸?shù)墓β剩籪s為開關(guān)功率；ΔB為鐵心材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；dc為變壓器繞組導(dǎo)體的電流密度；kc為繞組在鐵心窗口中的填充因數(shù)。根據(jù)截面積（AeAw）在廠家提供的產(chǎn)品手冊中選擇合適的鐵心。

（3）繞組匝數(shù)

通常計算次級繞組匝數(shù)N2較為簡單，公式為：

式中，SV為繞組承受的最大伏-秒面積，定義為：

對全橋型電路，次級繞組最大伏-秒面積為：

因此二次繞組匝數(shù)的計算方法可以為：

通過電壓比可計算出一次繞組匝數(shù)。

1.5 PWM控制電路和驅(qū)動電路

本文中開關(guān)電源的控制方式采用脈沖寬度調(diào)制（PWM），用于輸出控制信號，控制開關(guān)管的通斷時間。選用可雙端輸出的TL494控制芯片，TL494芯片工作頻率可達(dá)300 kHz，可滿足一般開關(guān)電源的頻率需求。

位于控制電路與開關(guān)管之間的為驅(qū)動電路，作用是驅(qū)動開關(guān)管執(zhí)行控制電路發(fā)出的指令。本文采用集成的驅(qū)動芯片，帶自舉電路的IR2110。

1.6 移相全橋變換器

軟開關(guān)的核心思想就是避免開關(guān)管工作過程中電流與電壓出現(xiàn)重疊的現(xiàn)象，從而降低開關(guān)管的損耗，如圖4所示，使開關(guān)電源工作頻率可進(jìn)一步提高。

本文研究的移相全橋軟開關(guān)采用ZVS方式，其結(jié)構(gòu)較普通的全橋變換器多了四個諧振電容C1～C4和諧振電容L[5]，其結(jié)構(gòu)如圖5所示。

MOS管的輸出電容Coss可作為諧振電容，通過查詢IRF420型MOS管的使用手冊，其輸出電容Coss=150 pF。考慮到輸出電容的非線性等效值，諧振電容的計算方法大約為C1=C2=C3=C4=(4/3)Coss=200 pF。由上文中的分析可知，電感在諧振過程中需要為4個電容的充放電提供能量，所以電感的取值應(yīng)滿足：

經(jīng)計算，本文中諧振電感應(yīng)取15μF。

2 主電路建模與仿真

對全橋DC/AC變換電路部分進(jìn)行仿真分析，輸入電源Ui=310 V，加入電壓控制源作為開關(guān)管的控制信號，經(jīng)驅(qū)動電路輸出方波信號，研究DC/AC變換的可行性。設(shè)計高頻變壓器參數(shù)，加入全波整流濾波電路，建全主電路模型。

2.1 全橋變換器

在Multisim仿真環(huán)境下，搭建以IRF420型MOS管作為開關(guān)管的DC/AC全橋逆變電路，如圖6所示。驅(qū)動電路采用前文所介紹的電路，控制源采用理想信號源。

在全橋逆變電路中加入柵極電阻R1～R4，并聯(lián)二極管D5～D8，加快MOS管的通斷、釋放柵極電荷，保護(hù)MOS管。二極管D1～D4起續(xù)流作用，R9～R12及C7～C10構(gòu)成RC緩沖電路。設(shè)置PWM控制信號，周期T=20 μs，導(dǎo)通時間ton=6 μs，占空比D=30%。負(fù)載兩端的輸出波形如圖7所示。

由圖7可知，當(dāng)輸入為理想的310 V直流電源時，輸出的交變方波信號脈沖寬度大約為6 μs，死區(qū)時間約為4 μs。交變方波的幅值為309 V左右，沒有明顯波動，與預(yù)期目標(biāo)一致。仿真結(jié)果證明，全橋逆變電路可以實現(xiàn)DC/AC的逆變換，所選的RF420型MOS管性能參數(shù)符合電路要求。

2.2 變壓器建模與仿真

由于Multisim仿真軟件無法實現(xiàn)高頻變壓器的建模，現(xiàn)只將高頻變壓器的參數(shù)計算方法說明如下，在進(jìn)行仿真時選用的是元件庫中的理想變壓器。

選擇鐵氧體作為磁芯后，根據(jù)式（5）計算鐵心截面積與窗口面積的積，即AeAw。其中，Pt取48 W；開關(guān)頻率fs取50 kHz；ΔB取值為0.2 T；dc取4×106A/m2；kc取值0.5。經(jīng)計算，本文中的AeAw=2.4×10-9m4，可以選擇鐵心型號為EE25，Aw=0.4×10-4A/m2，Ae=0.782×10-4A/m2，AwAe=3.128×10-9A/m4， 滿 足要求。

在確定好鐵心的型號后，根據(jù)式（9）計算二次繞組匝數(shù)N2=30匝，根據(jù)式（4）算出電壓比KT≤9.6，取KT=9，則N1=270匝。在Multisim的元件庫中選擇理想變壓器進(jìn)行替代，匝數(shù)比為270∶30。

2.3 開關(guān)電源主電路整體仿真

在圖6模型的基礎(chǔ)上加入帶中心抽頭的變壓器、全波整流電路及LC濾波電路，搭建開關(guān)電源主電路，如圖8所示。

首先研究濾波電容對于輸出電壓的影響[7]，開關(guān)管的工作頻率為50 kHz，占空比D=25%。保持負(fù)載及電感參數(shù)不變，濾波電容取值依次為0.02 μF、0.2 μF、2 μF、20 μF、100 μF、400 μF，測量結(jié)果如表1所示。

表1 不同濾波電容濾波效果

由仿真結(jié)果可知，濾波電容的大小對于濾波效果影響較大，濾波電容過小時會產(chǎn)生超調(diào)，并且輸出電壓會產(chǎn)生振蕩。增大濾波電容可以得到預(yù)期平滑的直流電壓，但是輸出電壓進(jìn)入穩(wěn)態(tài)的時間變長，且過大的電容會造成浪費。綜合考慮，本電路的濾波電容選用20 μF較為合適。

在加入LC濾波電路后，設(shè)置控制信號占空比D=25%，改變輸入的直流電壓依次為280 V、310 V、342 V，測量輸出端電壓Uo，實驗結(jié)果如表2所示。

表2 理論輸出電壓與實際輸出電壓對比

設(shè)置輸入電壓為280 V，微調(diào)控制信號占空比，使輸出電壓為24 V，仿真波形如圖9（a）所示，測得控制信號脈沖寬度為8.751μs，輸出電壓為24.028 V，主電路所需最大占空比Dmax為42.75%。再將輸入電壓設(shè)置為324 V，同樣微調(diào)控制信號占空比使得輸出為24 V，仿真波形如圖9（b）所示，測得控制信號脈沖寬度為7.84 μs，輸出電壓為23.952 V，所需最小占空比Dmin為39.2%。在前文對TL494進(jìn)行仿真時，測得該芯片的占空比調(diào)節(jié)范圍為4%～45%，說明TL494控制芯片滿足該全橋變換器的工作需求。

在圖8電路基礎(chǔ)上，將TL494及其外圍電路接入驅(qū)動控制電路中，替換理想的控制信號，再將理想的直流電源替換成全橋整流濾波電路，則AC/DC開關(guān)電源電路搭建完成，其模型如圖10所示。

對整體電路進(jìn)行仿真分析，輸出電壓波形如圖11所示，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后電壓穩(wěn)定于23.9 V左右。原因一是在于反饋端存在誤差，導(dǎo)致TL494控制輸出電壓Uo存在誤差，第二個原因在于TL494自身控制精度存在問題。

利用Multisim14.0里的電流探針，配合示波器，觀察開關(guān)管導(dǎo)通與截止過程中電流與電壓的關(guān)系。

由圖12、圖13可知，在開關(guān)管導(dǎo)通和截止過程中，存在電壓、電流重疊的現(xiàn)象，導(dǎo)致?lián)p耗的產(chǎn)生。開關(guān)頻率越高，損耗也就越大[6]。這就是“硬開關(guān)”所帶來的問題，它限制了開關(guān)電源高頻化與小型化。我們希望在開關(guān)管導(dǎo)通與截止過程中，電流或者電壓先下降到零，之后再流過電流或者產(chǎn)生壓降，從而避免電壓、電流的重疊，也就是采用“軟開關(guān)”技術(shù)。

2.4 移相全橋變換器簡化模型

因元件庫中無移相控制芯片，只能利用理想信號源將滯后橋臂兩只開關(guān)管的驅(qū)動信號滯后2μs，以此模擬移相的效果。4只MOS管的控制信號如圖14所示，上方波形為超前橋臂Q1、Q4的控制信號，下方為滯后橋臂Q2、Q3的控制信號。其脈沖寬度均為7μs，驅(qū)動電路同樣采用IR2110集成芯片，搭建簡化的移相全橋變換器電路如圖15所示。

測得開關(guān)管Q1上電流與電壓波形圖16所示。

由開關(guān)管導(dǎo)通時電流與電壓的波形判斷，諧振回路配合移相全橋變換器可以實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)。圖16中電壓下降過程較為平滑，沒有出現(xiàn)波動。從圖17開關(guān)管的導(dǎo)通過程可以看出，電流與電壓之間沒有交叉點，能較好的實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，并且間隔較大，確保MOS管導(dǎo)通過程中不會產(chǎn)生損耗。

從圖18開關(guān)管截止過程發(fā)現(xiàn)，ZVS-零電壓開關(guān)在開關(guān)管關(guān)斷時，無法完全避免電流與電壓產(chǎn)生交叉點，這是由于其諧振電路特性所導(dǎo)致的。但對比圖13的硬開關(guān)方式，ZVS方式下關(guān)斷電流與電壓交叉點明顯降低，從這個角度看該方式能起到降低損耗的作用，但仍有提高的空間。

3 結(jié) 論

本文運用Multisim仿真軟件搭建開關(guān)電源仿真模型，研究改變器件參數(shù)對電路性能的影響，仿真結(jié)果與理論結(jié)果基本一致，證明計算機(jī)仿真的可行性。搭建移相全橋變換器的簡化模型，與“硬開關(guān)”方式進(jìn)行了對比，證實“軟開關(guān)”技術(shù)確實能降低開關(guān)管工作時的損耗，可解決開關(guān)電源高頻化而又不增加切換損耗的難題，是未來新型開關(guān)電源的關(guān)鍵技術(shù)。

另外，本文在建模過程中仍存在一些不足，一是Multisim仿真軟件無法對高頻脈沖變壓器建模，通過查閱資料，Saber、Orcad pspice等更專業(yè)的電路仿真軟件可以實現(xiàn)高頻變壓器的建模與仿真；二是未建立能實現(xiàn)軟開關(guān)的移相全橋變換器的完整模型。