一種應用于AMOLED的寬電壓擺幅高精度伽馬校正電路設計

莊則敬， 尹勇生， 孫曉霞， 雷 蕾

(合肥工業大學 微電子設計研究所，安徽 合肥 230009)

1 引 言

AMOLED技術已經成為顯示面板廠商的新寵，其顯示屏以體型輕薄，發熱量低，畫質精細等優點風靡全球[1]。伽馬校正技術通過調節顯示曲線，以及數字模擬轉換器(DAC)提高灰階電壓精度，對AMOLED顯示效果有著非常重要的影響，是驅動電路中的重要組成部分。伽馬校正電路的作用是調節灰階電壓輸出曲線，使其與人眼對亮度的感知曲線擬合，使灰階電壓與亮度產生一一對應的關系，產生更好的視覺效果。

為了使得電路達到高精度的標準，輸出的灰階電壓曲線需要盡可能貼合理想的電壓曲線，需要將伽馬校正曲線分段處理。文獻[1]采用6位精度、六段式曲線進行伽馬曲線調節，輸出電壓擺幅為0.2～3 V，輸出精度為10 mV。文獻[2]采用10位精度、16段式曲線進行伽馬曲線調節，其輸出電壓擺幅為0.1～6.4 V，精度為3 mV[3]。但16段式曲線意味著大量電阻和緩沖器的使用，付出了更多的芯片面積和功耗的代價。

本文針對分辨率為1 080×2 160的AMOLED驅動芯片，通過權衡性能、功耗與芯片面積，設計幅值調節、斜率調節以及關鍵點的微調，并選擇10位DAC來輸出電壓，從而實現高精度灰階電壓輸出曲線。設計了寬擺幅緩沖器以滿足寬擺幅應用需求。

2 伽馬校正電路的結構及原理

2.1 伽馬校正曲線的調節方法

由于人眼對于亮度變化的感知是非線性的，對低亮度變化更敏感，同時像素電路驅動管V/I特性為非線性關系，導致亮度對電壓變化產生非線性響應。因此作為反映電壓與人眼感光能力曲線的伽馬曲線也是一條非線性曲線[4]。由于硬件結構的限制，一般情況下，非線性曲線是通過對該曲線進行分段線性化實現的。本文采用非線性數據結合線性DAC的方式實現非線性的伽馬校正曲線，即灰階電壓曲線。線性DAC不需要根據灰階電壓的大小按比例分配電阻串的阻值，只需要大小均等的電阻即可實現高精度并節省面積。因此只需要確定非線性曲線上幅值、斜率以及關鍵點，結合非線性數據以及線性DAC，便可以實現所需的非線性伽馬校正曲線。

圖像數據和灰階電壓之間的非線性關系通過分段線性化實現，其實現過程如圖1所示， 主要包含3個步驟：

(1)確定非線性曲線上的最低點和最高點，稱為幅度調節。

(2)確定曲線兩個中間點，從而將曲線分成3段，稱為斜率調節。

(3)確定曲線上的關鍵點，稱為微調。

圖1 關鍵灰階電壓產生過程Fig.1 Generation procedure of key grayscale voltage

2.2 伽馬校正電路的主體結構及工作原理

圖2為本文伽馬校正主體電路結構。 主要由VREF電壓產生電路、512選1的多路選擇器電路、VGMP/VGSP輸出緩沖器電路、32選1的多路選擇器電路以及輸出緩沖器電路組成。前級的VREF產生電路產生參考電壓,采用LDO結構，輸出給后級的VGMP/VGSP電壓產生電路，產生穩定的輸出電流進入電阻串，由512選1的多路選擇器電路選出伽馬校正曲線幅度調節所需的最高電壓VGMP和最低電壓VGSP。輸出的電壓通過兩個緩沖器，即VGMP/VGSP輸出緩沖器，將選擇出來的VGMP/VGSP電壓輸出到電阻串Rstring1的兩端。之后，由兩個32選1的多路選擇器分別選擇并產生高斜率調節點VH和低斜率調節點VL。這兩點電壓即為三段式曲線的兩個拐點電壓[5]。由Rstring2、寄存器、開關電路及其輸出緩沖器電路確定三段曲線上的關鍵節點電壓，對曲線進行微調。通過設計并調節較優的幅值、斜率以及關鍵點，實現較高的非線性曲線擬合精度。結合三段式曲線，確定10 bit數據和8 bit數據之間的對應關系，完成非線性數據的轉化。源極驅動電路根據轉換后的10 bit數據產生最終的灰階電壓輸出曲線。

圖2 伽馬校正主體電路結構Fig.2 Main structure of Gamma correction circuit

3 電路設計

3.1 設計思路及指標

由于電路的輸入電壓擺幅為0.2～6.3 V，所以設計的參考電壓產生電路中的運放和VGMP/VGSP輸出緩沖器電路都要采用軌到軌的輸入級。為了達到高精度設計，使誤差保持在3 mV以內，需要使參考電壓產生電路中的運放和VGMP/VGSP輸出緩沖器電路的開環增益達到55 dB以上。由于溫度對AMOLED顯示屏幕亮度有較大影響，需要對其輸出緩沖器輸出進行溫度補償，使得電路的輸出電壓以及頻率特性不隨溫度變化而變化。

3.2 VGMP/VGSP輸出緩沖器設計

3.2.1 輸入級和跨導恒定設計

由于輸入電壓范圍較大，為了使輸入電壓范圍達到從電源到地，VGMP和VGSP輸出緩沖器電路能夠在寬擺幅的輸入電壓下正常工作，該電路采用軌到軌結構的輸入級[6]。

圖3 軌到軌輸入級結構Fig.3 Rail-to-rail input stage structure

圖3中，VINCMn的范圍在VGSn+VDSsatn和VDD之間，而VINCMp在VSS到VDD-VGSp-VDSsatp之間，則電路的共模范圍擴大到了VDD到Vss，實現了寬輸入電壓范圍。

圖4 總跨導與共模輸入電壓的關系Fig.4 Relationship between common mode input voltage and total gm

傳統軌對軌輸入級的共模輸入電壓VINCM為電源電壓一半時兩組差分對同時導通，總跨導gm=gmn+gmp,而當VIN接近電源電壓上下限時，只有一個管子工作，此時總的gm也減小了一半。總跨導與共模輸入電壓的關系如圖4所示。

軌對軌運放gm的劇烈波動會使得放大器的增益發生變化，也給頻率補償帶來困難，需要增大gmn或gmp使得總gm在整個共模輸入范圍內維持不變，gmn+gmp=gm。因而電路引入跨導恒定結構使其在寬電壓擺幅下也可保證gm的穩定[7]。

出于對低功耗方面的考慮，電路的差分對管工作在亞閾值區，其跨導與電流成一倍關系，gm=Id/nVT。因此可以利用MOS管工作在亞閾值區來實現跨導恒定。

圖5 VGMP電路的主運放結構Fig.5 Main amplifier structure of VGMP circuit

本文設計的VGMP電路的主運放結構如圖5所示，圖中從左至右依次是跨導恒定部分、放大器部分和輸出部分。在跨導恒定部分，由Vin和Vfb控制的傳輸門M5、M6和M23、M24根據柵極電壓的不同而開啟和關斷，控制電流鏡通路的導通和關閉。主運放部分中M27、M28、M29、M30管為軌到軌運放的輸入差分對管，M25、M26為PMOS管尾電流源，電流為ID。M31、M32管為NMOS管尾電流源，電流同樣為ID。軌對軌運放采用共源共柵結構以提高增益。輸出級采用共源極結構以實現寬輸出擺幅，為后級提供VGMP電壓。

3.2.2 溫度補償電路

OLED利用載流子注入和復合自身發光的，但是載流子的運動受到溫度影響，AMOLED顯示屏的亮度隨著環境溫度的變化而變化。典型OLED 發光亮度與溫度之間的關系如圖 6所示，當溫度小于60 ℃時，OLED 發光亮度隨溫度的增加而增強；當溫度大于 60℃時，OLED 發光亮度隨溫度增加而減弱。為了在很寬溫度范圍內AMOLED 顯示屏發光亮度保持恒定，需要對AMOLED 顯示屏驅動灰階電壓進行溫度補償。

圖6 OLED發光亮度與溫度曲線Fig.6 OLED brightness and temperature curve

AMOLED 顯示驅動芯片工作環境溫度一般在-40～85 ℃，且在60 ℃以下OLED 發光亮度與溫度基本成正比關系。因此，為了滿足較寬溫度范圍內的工作要求，驅動灰階電壓的溫度補償通過調節伽馬曲線的幅度電壓來實現，即控制輸出的VGMP和VGSP電壓，將伽馬曲線整體平移，且溫度補償系數為11 mV/℃。具體實現方案是利用帶隙基準源和溫度之間的關系來實時檢測溫度的變化，產生正溫度系數PTAT 電流、負溫度系數CTAT，最后將PTAT 電流和CTAT 電流求和灌入到電阻中來實現一定溫度系數的幅度電壓調節過程，結構如圖7所示。

圖7 溫度補償電路Fig.7 Temperature compensation circuit

圖7中Rx1、Rx2是可調電阻，Ix1、Ix2是帶隙基準源產生的可編程的正溫度系數PTAT 電流、負溫度系數CTAT 電流，產生電路如圖8所示。

(a)PTAT電流

由圖8可知：

(1)

PTAT電流為：

(2)

由VC=VBE2可得CTAT電流為：

(3)

從圖7可以得出，VGMP/VGSP與溫度之間的關系表達式如下：

VGMP=VGMPIN+Ix1Rx1，

(4)

(5)

VGSP=VGSPIN-Ix2Rx2，

(6)

(7)

式中忽略電阻Rx1、Rx2的溫度系數，可以得出，VGMP、VGSP與Ix(Ix1/Ix2)對溫度的斜率、Rx(Rx1/Rx2)的乘積成正比。因此，改變Rx的大小或者Ix的溫度系數都可以調節VGMP/VGSP的溫度系數，從而實現驅動灰階電壓的溫度補償。

3.3 拐點及輸出緩沖器設計

拐點緩沖器作為斜率調節點的電壓緩沖器，其作用是對伽馬校正曲線進行斜率調節。伽馬校正電路需要為DAC輸出65個不同的灰階電壓，相應地需要使用65個緩沖器。這些緩沖器需要驅動大小為數千歐的電阻負載或者為大電容充電。由于行列信號施加的時間很短，因此這個過程必須在極短的時間內完成。拐點緩沖器電路需要具備大電流輸出能力，因而需要降低靜態電流以壓低電路功耗。綜合以上要求，本文的拐點及輸出緩沖器使用了Class AB輸出級和Cascode Miller補償結構，如圖9所示，輸入級采用軌對軌輸入級以實現寬輸入擺幅，中間級采用共源共柵結構以及浮動偏置，輸出級采用Class AB輸出級，實現寬輸出擺幅的同時提供大的動態輸出電流。

圖9 拐點緩沖器電路Fig.9 Breaking point buffer circuit

3.3.1 Class AB輸出級設計

對于VGMP/VGSP輸出緩沖器電路的設計，需要考慮輸出電壓寬擺幅的要求，同時需要輸出大電流以達到驅動大負載時的快速響應，并保證低功耗。

本文設計的輸出緩沖器為單位增益結構[8-9]，采用了Class AB輸出級。Class AB輸出級在低電壓下工作。如圖10所示，由紅框中的兩個跨導線性環通過固定M7、M8管的柵源電壓固定了電路的靜態電流。M7、M8實現軌到軌輸出[10-11]，輸出電壓范圍可達電源到地[12]。因此Class AB輸出級的應用可以使靜態電流在足夠小的情況下輸出大的瞬態充放電電流。此外，Class AB輸出級還能達到很可觀的動態靜態電流比，提升系統的整體效率。

圖10 Class AB輸出級結構Fig.10 Structure of Class AB output stage

3.3.2 Cascode Miller補償

密勒補償的原理是利用在輸入輸出間的反饋回路上加入電容，使得兩級運放之間產生的極點向原點偏移。而第二級放大器部分產生的極點向主極點相反的方向偏移，實現提高相位裕度和負反饋系統穩定性的目的。本文中的像素電路負載中的電容大小普遍達到了pF級別。如果采用傳統的密勒補償方式，頻率補償電容體積將非常大，會增加芯片面積并降低響應速度。

本文采用Cascode Miller補償方式，通過將補償電容一端移動到前一級的共源共柵器件一邊，避免了經典密勒補償方式中引入的右半平面零點[13]。這種方法既能實現密勒補償，即將兩個極點拉開距離保證相位裕度，又可以同時補償第一級和第二級的輸出。同時可以利用OUT端的負載電阻作為零點補償電阻，減小補償電容Cc的大小[14]。從而達到降低芯片面積，實現快速響應的功能。

4 仿真結果

本文基于UMC 80 nm工藝，電源電壓在4.2～6.5 V之間，溫度在-40～-125 ℃之間變化，工藝角取tt/ff/ss/snfp/fnsp，對VGMP和VGSP輸出緩沖器分別仿真，從圖11的仿真結果可以看出，工藝角和溫度對VGMP/VGSP輸出電壓的影響很小。

(a)VGMP輸出電壓曲線(a)Output voltage curve of VGMP

當VGMP和VGSP輸出緩沖器的輸入電壓范圍分別是4.2～6.3 V，0.2～0.5 V，在電源電壓為6.5 V，負載電流為400 μA時，對該模塊進行PVT仿真，如圖12、13所示。圖13為幅頻與相頻曲線，可以看到VGMP電路的低頻增益均在60 dB以上，相位裕度可以達到80°，VGSP電路的低頻增益在55 dB以上，相位裕度達到80°，滿足設計指標。

(a)VGMP電路的幅頻曲線(a)Amplitude-frequency curves of VGMP circuit

(a)VGSP電路的幅頻曲線(a) Amplitude-frequency curves of VGSP circuit

(a)1 V電壓(a)Voltage at 1 V

當電源電壓為6.5 V時，對拐點和輸出緩沖器環路取不同輸入的電壓范圍分別掃描，其幅頻與相頻特性曲線如圖14所示。可以看出，在整個輸入電壓范圍內，輸出緩沖器的低頻增益都在70 dB以上，相位裕度在60°以上，可以保證輸出緩沖器環路的穩定性。在典型工作的3.3 V左右時，增益可達129 dB，相位裕度75°，滿足設計要求。

對整個伽馬校正電路進行級聯仿真，可以看到當VGMP電壓取5.508 V，VGSP電壓取1.019 V時產生的實際仿真曲線與理想曲線的對比如圖15、圖16所示。圖15中紅線為理想曲線，綠線為實際曲線。圖16中藍線為實際曲線，紅線為理想曲線，綠線為二者之差。從比較結果可以看出，理論值和仿真值基本相等。理論值和目標值、仿真值和目標值在某些點存在較大誤差。這主要是由于采用屏廠商給的伽馬曲線的關鍵灰階電壓和芯片實現的不一樣造成的。如果要消除仿真值和目標值之間的誤差，可以根據屏廠商需要的伽馬曲線進行定制。

圖15 伽馬曲線仿真結果Fig.15 Gamma curve simulation result

圖16 伽馬曲線誤差比較Fig.16 Error comparison of Gamma curves

通過與其他設計對比(表1)可以看出，本文設計的伽馬校正電路具有較寬的輸入電壓范圍和較高的精度，并能夠進行溫度補償。

表1 本文設計的伽馬校正電路與其他設計比較

5 結 論

本文基于UMC 80 nm工藝設計了寬擺幅、高精度的伽馬校正電路。通過幅值調節、斜率調節以及關鍵點調節，更好地擬合伽馬校正曲線并實現高精度。設計寬擺幅參考電壓產生電路及其輸出緩沖器，使用軌到軌輸入級和基于亞閾值的跨導恒定結構使輸入電壓擺幅達到0.2～6.3 V并具有良好的穩定性。通過溫度補償結構補償溫度偏移造成的輸出電壓誤差，實現高精度。拐點及輸出緩沖器使用Class AB輸出級達到寬輸出擺幅和快速響應。設計的伽馬校正電路滿足1 080×2 160分辨率AMOLED對于伽馬校正電路輸出精度與輸入電壓寬擺幅的要求。