基于耦合電感的對稱式交錯并聯(lián)低輸入電流紋波高增益DC-DC變換器

丁 杰 高 雙 趙世偉 尹華杰

基于耦合電感的對稱式交錯并聯(lián)低輸入電流紋波高增益DC-DC變換器

丁 杰 高 雙 趙世偉 尹華杰

（華南理工大學電力學院 廣州 510641）

針對高電壓增益、大功率應用場景，提出一種基于耦合電感的對稱式交錯并聯(lián)DC-DC變換器。該電路拓撲結(jié)合了交錯并聯(lián)與耦合電感的優(yōu)勢，一方面擴大了變換器的容量，降低了輸入電流紋波；另一方面可以利用耦合電感的匝比來調(diào)節(jié)電壓增益，提高了變換器的靈活性。由于兩相電路耦合在一起，且完全對稱，可以實現(xiàn)自動均流，因此，不存在功率失衡問題。通過集成開關(guān)電容單元（SCU），并將其擴展至個，進一步提高了電壓增益，避免了耦合電感匝比過高的問題，同時還降低了功率器件的電壓應力，因此，可以采用低電壓等級、高性能的半導體器件來提高變換器的工作效率。分析該變換器的工作原理、穩(wěn)態(tài)性能，并制作一臺額定功率為1kW的樣機，實測變換器的最高效率為97.34%，滿載時（1kW）效率為94.64%。實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性，以及所提變換器的可行性。

高增益 交錯并聯(lián) 耦合電感 低輸入電流紋波 開關(guān)電容

0 引言

隨著全球環(huán)境污染和能源危機的加劇，太陽能、風能、地熱能等清潔可再生能源被學術(shù)界和工業(yè)界廣泛關(guān)注[1]。而在以新能源為首的光伏發(fā)電系統(tǒng)中，由于光伏板的電壓較低（30~60V），為了實現(xiàn)逆變并網(wǎng)，必須對其進行高升壓比轉(zhuǎn)換（360~400V）。此外，為了盡可能達到光伏板的最大功率輸出，提高太陽能的利用率，變換器應具有低輸入電流紋波的特性。因此，研究具有高效、高增益、低輸入電流紋波的DC-DC變換器具有重要的意義[2-5]。

傳統(tǒng)Boost變換器雖然理論上能夠?qū)崿F(xiàn)較高的電壓增益，但由于實際電路中元器件的非理想特性及寄生參數(shù)等影響，即使占空比趨近于1，也無法實現(xiàn)較高的電壓傳輸比。為此，國內(nèi)外研究學者針對如何提高變換器的電壓增益進行了深入的研究。文獻[6-9]將開關(guān)電容、開關(guān)電感網(wǎng)絡(luò)集成在一個變換器中，在一定程度上提高了電壓增益。但由于開關(guān)網(wǎng)絡(luò)提高電壓增益的能力有限，需要較多的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)單元才能實現(xiàn)較高的電壓增益。這無疑增加了電路成本，降低了變換器的效率和可靠性。文獻[10-11]將開關(guān)電容集成在交錯并聯(lián)變換器中，降低了輸入電流紋波，但電壓增益仍然有限。文獻[12-16]提出了集成開關(guān)電容的耦合電感Boost變換器，雖然通過耦合電感匝比能夠?qū)崿F(xiàn)較高的電壓增益，但輸入電流紋波較大，且開關(guān)管和耦合電感的電流應力也較大。因此，大功率運行時，損耗急劇上升，效率低下，只適用于小功率應用場景。為了降低輸入電流紋波，文獻[17-18]提出了基于Sepic的耦合電感變換器，通過Sepic變換器的輸入電感能夠有效地降低輸入電流紋波，但增加了輸入電感，變換器的效率和功率密度會進一步下降。文獻[19-20]提出了級聯(lián)式二次型耦合電感變換器，雖然能夠?qū)崿F(xiàn)較高的電壓增益，降低輸入電流紋波，但使用的元器件數(shù)量較多，開關(guān)管的電壓應力相對較大，輸入端的低壓大電流會導致前級二極管的導通損耗較大，且存在反向恢復過程，降低了變換器的效率和可靠性。文獻[21-23]將耦合電感、開關(guān)電容應用在交錯并聯(lián)變換器上，既能夠?qū)崿F(xiàn)較高的電壓增益，又降低了輸入電流紋波，同時還擴大了變換器的容量，但該變換器為多個電容串聯(lián)輸出，導致總的電容量降低，等效串聯(lián)電阻（Equivalent Series Resistance, ESR）增加，進而使得輸出電壓紋波較高。

本文所提變換器是在圖1所示文獻[11]提出的變換器的基礎(chǔ)上增加第二繞組，形成了一種新型耦合電感交錯并聯(lián)DC-DC變換器。所提變換器保留了原有變換器的特點：①兩相電路完全對稱，且自動實現(xiàn)均流；②適合大功率應用場景；③低輸入電流紋波；④可以通過開關(guān)電容單元（Switched Capacitance Unit, SCU）個數(shù)來調(diào)節(jié)電壓增益，并進一步提高了電壓增益，降低了功率器件的電壓應力。因此，可以采用低電壓等級、高性能的半導體器件來提高變換器的效率。同時，可以通過耦合電感的匝數(shù)比來調(diào)節(jié)電壓增益，提高了變換器的靈活性。所提電路結(jié)構(gòu)，對無源鉗位電路（Passive Clamping Circuit, PCC）進行了復用，既可以吸收耦合電感漏感的能量，降低開關(guān)管的漏感電壓尖峰，又作為倍壓電路，提高了電壓增益。將SCU擴展至個，避免了在實現(xiàn)高電壓增益轉(zhuǎn)換時，耦合電感匝比過高導致漏感過大的問題。最后，搭建了一臺1kW的樣機進行驗證，實驗結(jié)果驗證了所提變換器拓撲的可行性及優(yōu)越性。

圖1 文獻[11]提出的變換器

1 電路拓撲及工作原理

1.1 電路拓撲

圖2為所提基于耦合電感的對稱式交錯并聯(lián)DC-DC變換器拓撲，其包含直流電壓源，耦合電感1、2，開關(guān)管S1、S2，PCC（二極管VDc1、VDc2、電容c1、c2），SCU（二極管VDm1~VDm2n、電容m1~m2n），輸出二極管VDo1、VDo2、輸出電容o和電阻負載o。

圖2 所提變換器拓撲（含n個SCU）

1.2 工作原理

為了不失一般性，取單個SCU進行分析。含有單個SCU的電路拓撲及其等效電路如圖3所示。耦合電感1、2按照變壓器模型進行等效，其中1/2、3/4為理想變壓器匝比；m1、m2為勵磁電感；k1、k2為折算到一次側(cè)的漏感之和。為了便于分析，作如下假設(shè)：①忽略元器件寄生參數(shù)的影響；②所有電容的容量很大以至于其電壓紋波可忽略不計；③勵磁電感電流im1、im2連續(xù)，變換器工作在連續(xù)導通模式（Continuous Conduction Mode, CCM），4/3=2/1=；④兩個開關(guān)管S1、S2交錯導通，相位差為180°且占空比＞0.5。

圖3 所提電路拓撲及其等效電路（含單個SCU）

在一個開關(guān)周期s中，該變換器有八個開關(guān)模態(tài)。由于電路的對稱性，這里只對前四個開關(guān)模態(tài)的工作過程進行介紹。變換器的主要工作波形如圖4所示，其各個開關(guān)模態(tài)的電流路徑如圖5所示。

圖4 變換器的主要工作波形

圖5 前四個開關(guān)模態(tài)的電流路徑

開關(guān)模態(tài)Ⅰ[0,1]：如圖5a所示，開關(guān)管S1、S2及二極管VDm1、VDo1導通，二極管VDc1、VDc2、VDm2、VDo2關(guān)斷。在這個短暫過程中，由于耦合電感1的漏感k1的作用，使得二極管VDo1、VDm1被迫導通。在1時刻，耦合電感1、2的漏感電流與勵磁電流相等（ik1= im1，ik2=im2），即兩耦合電感二次繞組電流sec1、sec2減小到零，二極管VDo1、VDm1關(guān)斷，進入開關(guān)模態(tài)Ⅱ。

開關(guān)模態(tài)Ⅱ[1,2]：如圖5b所示，開關(guān)管S1、S2導通，二極管VDc1、VDc2、VDm1、VDm2、VDo1、VDo2關(guān)斷。在此開關(guān)模態(tài)下，輸入電壓i分別給耦合電感1、2儲能，輸出電容o單獨給電阻負載o供電。2時刻，開關(guān)S2斷開，進入開關(guān)模態(tài)Ⅲ。

開關(guān)模態(tài)Ⅲ[2,3]：如圖5c所示，開關(guān)S1及二極管VDc2、VDm2、VDo2導通，開關(guān)S2及二極管VDc1、VDm1、VDo1關(guān)斷。在此開關(guān)模態(tài)下，輸入電壓i、耦合電感2與電容c1、m1串聯(lián)后給輸出電容o和負載o供電。同時，電容c1與耦合電感1、2的二次繞組串聯(lián)后給電容m2反向充電。2的部分漏感能量通過二極管VDc2被電容c2吸收，漏感電流ik2逐漸減小，直到3時刻，ik2=sec2，二極管VDc2的電流下降到零而截止，進入開關(guān)模態(tài)Ⅳ。

開關(guān)模態(tài)Ⅳ[3,4]：如圖5d所示，開關(guān)管S1、二極管VDm2、VDo2導通，開關(guān)管S2、二極管VDc1、VDc2、VDm1、VDo1關(guān)斷。在此開關(guān)模態(tài)中，除了通過二極管VDc2的電流減小到零而截止外，其他通路與開關(guān)模態(tài)Ⅲ相同。4時刻，開關(guān)S2閉合，進入開關(guān)模態(tài)Ⅴ。由于兩相電路的對稱性，開關(guān)模態(tài)Ⅴ~Ⅷ分別與開關(guān)模態(tài)Ⅰ~Ⅳ的工作過程相同，這里不再重復介紹。

2 穩(wěn)態(tài)性能分析

2.1 電壓增益M

為了便于分析，令m1=m2=m，k1=k2=k，并忽略開關(guān)模態(tài)Ⅰ、Ⅴ這兩個漏感引起的短暫過程。

當開關(guān)S2斷開時，即工作在模態(tài)Ⅲ、Ⅳ時，勵磁電感m2的電壓um2-discharge及二次繞組電壓sec2-discharge分別為

式中，Uc1、Uc2、Um1、Um2分別為電容c1、c2、m1、m2的電壓；o為輸出電壓；為耦合電感的耦合系數(shù)。

當開關(guān)S2閉合時，即工作在模態(tài)Ⅱ、Ⅵ、Ⅶ、Ⅷ時，勵磁電感m2的電壓um2-charge為

根據(jù)耦合電感2的伏秒平衡得

式中，為開關(guān)管驅(qū)動信號的占空比。

由式（1）~式（4）可得

根據(jù)對稱性可知

聯(lián)立式（5）~式（9）解得

在實際耦合電感設(shè)計中，由于耦合系數(shù)接近于1，對電壓增益影響并不大。為了方便分析，以下均不考慮漏感，即=1。則在不考慮漏感的情況下，變換器理想電壓增益為

圖6給出了當k=1時，不同耦合電感匝比下的變換器電壓增益曲線。從圖6可以看出，所提變換器不僅能通過占空比D來調(diào)節(jié)電壓增益，還能在占空比固定的條件下，改變匝比N來進行輔助調(diào)壓。

式（12）給出了所提變換器含有單個SCU時的電壓增益表達式。當含有個SCU時，同理可得，其理想電壓增益表達式如式（13）所示。由此可知，每增加一個SCU，電壓增益提高(1+)/(1-)。

圖7為當占空比D為0.6時，電壓增益M隨耦合電感匝比N和SCU個數(shù)n的變化曲線。由此可以看出，電壓增益隨著N、n的增加而增加。當耦合電感匝比N過高時，可以增加SCU個數(shù)n來提高電壓增益。

2.2 元器件電壓應力

根據(jù)變換器的工作原理及穩(wěn)態(tài)性能分析可知，元器件的電壓應力如下：

開關(guān)管S1、S2的電壓應力為

二極管VDc1、VDc2的電壓應力

二極管VDm1、VDm2的電壓應力為

二極管VDo1、VDo2的電壓應力為

由式（14）~式（17）可知，所有功率器件的電壓應力都遠低于輸出電壓o，可以采用低耐壓值高性能的半導體器件來提高變換器的效率與可靠性。

2.3 性能對比

表1給出了所提變換器與其他文獻提出的高增益變換器的性能對比參數(shù)。圖8為當耦合電感匝比=2時，各個變換器的電壓增益和開關(guān)管電壓應力曲線。文獻[9]混合開關(guān)電感與開關(guān)電容的方法提出了一種準Z源高電壓增益變換器。文獻[10-11]采用交錯并聯(lián)技術(shù)與開關(guān)電容相結(jié)合的方式來實現(xiàn)高電壓增益，但由于均沒有耦合電感匝比的參與，這兩種變換器提高電壓增益的程度有限，并且開關(guān)管的電壓應力也較高。文獻[21-23]同樣采用耦合電感交錯并聯(lián)的形式，但是本文所提變換器仍然具有一定優(yōu)勢。文獻[21]提出的變換器比本文所提變換器在多使用一個電容的情況下獲得較低的電壓增益，開關(guān)管的電壓應力也較高。文獻[22]提出的變換器與本文所提變換器少使用兩個二極管和一個電容，但是本文所提變換器的電壓增益更高、開關(guān)管電壓應力更低，并且文獻[22]提出的變換器輸出端為電容串聯(lián)，會導致輸出電壓紋波較高。雖然所提變換器的電壓增益低于文獻[23]提出的變換器，但文獻[23]提出的變換器使用了較多的元器件來獲得高電壓增益，導致電路的成本和體積增加。

表1 變換器的性能對比

Tab.1 Performance comparison of the converters

注：S為開關(guān)管，VD為二極管，為電感，為電容，DCM為二極管和電容單元數(shù)量。

圖8 匝數(shù)比N=2時變換器性能對比曲線

3 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性以及所提變換器的可行性，制作了如圖9所示的額定功率為1kW的樣機。變換器的主要參數(shù)見表2。

圖9 實驗樣機

表2 主電路參數(shù)

Tab.2 Main circuit parameters

圖10為該變換器在半載下的實驗波形，可以看出，實驗結(jié)果與穩(wěn)態(tài)分析過程相符，兩相電路的波形一樣，不存在功率失衡問題，便于變換器功率最大化設(shè)計。當占空比約為0.61時實現(xiàn)了40V到380V的高電壓增益轉(zhuǎn)換。圖10a為開關(guān)管驅(qū)動電壓與耦合電感1、2的漏感電流及二次繞組電流的波形，可以看出，ik1與ik2的平均值近似相等，實現(xiàn)了自動均流特性，這也與理論分析波形一致。圖10b為開關(guān)管S1、S2的電壓、電流波形，可以看出，無源鉗位電路有效地削弱了開關(guān)管上的漏感尖峰，但開關(guān)管S1、S2還是存在一定的振蕩尖峰，這是由于實際鉗位二極管VDc1、VDc2存在結(jié)電容等寄生參數(shù)，導致耦合電感的漏感與開關(guān)管、鉗位二極管的結(jié)電容等發(fā)生諧振。只要選取的開關(guān)管留有一定的裕量，振蕩尖峰并不會影響變換器的正常工作。忽略電壓振蕩尖峰后，開關(guān)管S1、S2的電壓應約為100V，與理論計算結(jié)果一致。圖10c~圖10e分別給出了二極管VDc1、VDc2、VDm1、VDm2、VDo1、VDo2的電壓、電流波形，其電壓應力（忽略電路寄生參數(shù)引起的振蕩尖峰）分別約為200V、200V、200V、200V、140V、140V，與理論計算大致相符，電流波形與穩(wěn)態(tài)過程分析基本相同。圖10f為電容c1、c2、m1、m2的電壓波形，可以看出，電容c1、c2、m1、m2的電壓分別約為100V、100V、150V、150V，與理論計算值相符。圖10g為輸入電流波形，可以看出輸入電流i的紋波較低，峰峰值約為3A，增加輸入濾波電容i(1mF)后，從電壓源流入變換器的電流source紋波峰峰值約為400mA，紋波系數(shù)約為3%，滿足大部分低輸入電流紋波的應用場景。

圖11是變換器在i=40V，0=380V，0=1kW時的各部分損耗理論值及分布圖。從圖11中可以看出，當輸出滿載時，開關(guān)管S1和S2上產(chǎn)生的導通損耗S-cond=14.80W，開關(guān)損耗S-switch=2.30W，耦合電感上產(chǎn)生的損耗CL=20.63W，二極管上的損耗VD=12.64W，電容上的損耗P=1.73W，線路上的損耗以及其他雜散損耗太小忽略不計，總損耗為52.10W?？梢钥闯?，變換器在滿載時的效率理論值為94.79%。

圖11 變換器功率損耗分布

圖12給出了該變換器的效率曲線。測量效率所使用的主要儀器有萬用表（VC890C+）、可編程直流電源（IT6521C）。測量過程中，要始終保持在實驗樣機的輸入與輸出端口測量電壓電流的實時數(shù)據(jù)。從圖12可以看出，當工作在300W時效率最高，為97.34%；滿載時（1kW），變換器的效率為94.64%，與理論計算值接近；從輕載到重載，變換器的效率基本能夠達到95%以上。

圖12 效率曲線

4 結(jié)論

提出了一種對稱型交錯并聯(lián)耦合電感高增益DC-DC變換器，詳細分析了該變換器的工作原理及穩(wěn)態(tài)性能，并通過1000W的樣機進行了實驗驗證。理論分析和實驗結(jié)果表明所提變換器具有以下特點：

1）采用交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，一方面擴大了變換器的容量，另一方面降低了輸入電流紋波。

2）兩相電路完全對稱，且相互耦合，能夠自動實現(xiàn)均流，不存在功率失衡問題。

3）既可以通過改變耦合電感的匝數(shù)比來調(diào)節(jié)電壓增益，又能夠增減SCU個數(shù)來進行輔助調(diào)壓，提高了變換器的靈活性。

4）電壓增益較高，開關(guān)管電壓應力較低，可采用低電壓應力、低導通電阻的開關(guān)管來降低導通損耗和成本，提高變換器效率。

鑒于以上特點，所提變換器非常適用于高電壓增益、低輸入電流紋波的大功率應用場景，如分布式發(fā)電系統(tǒng)和電動汽車等領(lǐng)域。

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[23]Nouri T, Nouri N, Vosoughi N. A novel high step-up high ef?ciency interleaved DC–DC converter with coupled inductor and built-in transformer for renewable energy systems[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2020, 67(8): 6505-6516.

Symmetrical Interleaved Low Input Current Ripple High Step-Up DC-DC Converter Based on Coupled Inductor

Ding Jie Gao Shuang Zhao Shiwei Yin Huajie

（Electric Power College South China University of Technology Guangzhou 510641 China）

Aiming at high voltage gain and high power application scenarios, the article proposes a symmetrical interleaved DC-DC converter based on coupled inductor. This circuit topology combines the advantages of interleaved connection and coupled inductors. On the one hand, it expands the capacity of the converter and reduces the input current ripple. On the other hand, the turns ratio of the coupled inductor can be used to adjust the voltage gain and improve the flexibility of the converter. Because the two-phase circuits are coupled together and completely symmetrical, automatic current-sharing can be realized, so there is no power imbalance problem. By integrating Switched Capacitor Units(SCU) and extending them to, the voltage gain is further improved and the problem of high turns ratio of coupled inductor is avoided. Also, the voltage stress of the power device is reduced. Therefore, low voltage level and high performance semiconductor devices can be used to improve the converter’s efficiency. The operating principle and steady-state performance of the converter are analyzed, and a 1kW prototype is made. The highest efficiency of the converter is 97.34%, and 94.64% at full load (1kW).The experimental results verify the correctness of the theoretical analysis and the feasibility of the proposed converter.

High step-up, interleaved, coupled inductor, low input current ripple, switched capacitor

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200713

2020-06-26

2020-10-12

丁 杰 男，1993年生，碩士研究生，研究方向為高增益DC-DC變換器拓撲、直流微電網(wǎng)等。E-mail：726991596@qq.com

趙世偉 男，1979年生，副教授，碩士生導師，研究方向為電機控制、直流微電網(wǎng)等。E-mail：epswzhao@scut.edu.cn（通信作者）

（編輯 赫蕾）