基于附加帶阻濾波器的模塊化多電平換流器高頻諧振抑制策略

杜東冶 郭春義 賈秀芳 趙成勇 胡應(yīng)宏

基于附加帶阻濾波器的模塊化多電平換流器高頻諧振抑制策略

杜東冶1郭春義1賈秀芳1趙成勇1胡應(yīng)宏2,3

（1. 新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室（華北電力大學(xué)） 北京 102206 2. 國網(wǎng)冀北電力有限公司電力科學(xué)研究院 北京 100045 3. 華北電力科學(xué)研究院有限責任公司 北京 100045）

模塊化多電平換流器控制系統(tǒng)的鏈路延時有可能引發(fā)高頻諧振現(xiàn)象。該文建立了包含鏈路延時環(huán)節(jié)在內(nèi)的模塊化多電平換流器高頻阻抗數(shù)學(xué)模型，根據(jù)阻抗分析法研究模塊化多電平換流器高頻諧振的產(chǎn)生機理。在此基礎(chǔ)上，提出在電壓前饋環(huán)節(jié)附加帶阻濾波器的高頻諧振抑制策略，設(shè)計帶阻濾波器的控制參數(shù)，最后通過電磁暫態(tài)仿真驗證了所提控制策略的有效性。

模塊化多電平換流器 高頻諧振 控制延時 帶阻濾波器

0 引言

模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter,MMC）具有易擴展、可靠性高、諧波含量少、損耗低等優(yōu)點[1-2]，因此，MMC在柔性直流輸電工程（以下簡稱柔直工程）和直流電網(wǎng)中得到越來越廣泛的應(yīng)用[3-4]。目前魯西、渝鄂和廈門等直流輸電工程均采用了MMC結(jié)構(gòu)[5-6]。

對于MMC穩(wěn)定性分析，以往研究多針對柔直工程中鎖相環(huán)、環(huán)流抑制和內(nèi)外環(huán)控制等環(huán)節(jié)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。文獻[7-9]建立了考慮MMC內(nèi)部動態(tài)特性的數(shù)學(xué)模型，文獻[10-12]分析了MMC穩(wěn)態(tài)運行機理。然而研究主要集中在系統(tǒng)低頻段，對于MMC高頻諧波特性鮮有報道和研究。隨著柔直工程建設(shè)的不斷深入，高頻諧振現(xiàn)象也隨之出現(xiàn)。舟山五端柔直工程某換流站從聯(lián)網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島運行狀態(tài)期間，發(fā)生高頻振蕩[13-15]，魯西站柔直單元單獨運行期間交流側(cè)出現(xiàn)了頻率為1 271Hz的高次諧波分量[16-17]，渝鄂聯(lián)網(wǎng)柔直工程發(fā)生700Hz和1.8kHz附近的高頻振蕩[18]。針對MMC中這一全新現(xiàn)象，文獻[16-18]建立了包含鏈路延時在內(nèi)的MMC高頻阻抗模型，分析得到MMC中電網(wǎng)電壓前饋控制延時環(huán)節(jié)是導(dǎo)致高頻諧振的主要因素之一。文獻[16]提出在MMC電壓前饋控制環(huán)節(jié)附加低通濾波器的高頻諧振抑制方案；文獻[18]建立MMC在dq坐標系下的阻抗模型，分析了鎖相環(huán)、運行功率和延時等相關(guān)環(huán)節(jié)對柔直高頻阻抗特性的影響，在此基礎(chǔ)上提出了高頻振蕩阻尼控制策略，分析了阻尼控制器參數(shù)對阻抗高頻特性的影響。

目前，關(guān)于柔性直流輸電技術(shù)，無論在基礎(chǔ)理論還是工程實用化方面都已開展了比較深入研究，但對于模塊化多電平換流器高頻諧振抑制策略的相關(guān)研究還有待繼續(xù)深入探索。

本文首先建立了包含鏈路延時環(huán)節(jié)在內(nèi)的模塊化多電平換流器高頻阻抗數(shù)學(xué)模型，根據(jù)阻抗分析法研究了模塊化多電平換流器高頻諧振的產(chǎn)生機理。在此基礎(chǔ)上，提出了在電壓前饋環(huán)節(jié)附加帶阻濾波器的高頻諧振抑制策略，設(shè)計了帶阻濾波器的參數(shù)，最后通過電磁暫態(tài)仿真驗證了所提控制策略的有效性。

1 MMC-HVDC高頻諧振阻抗模型

1.1 MMC數(shù)學(xué)模型

以往對MMC的研究多集中在低頻階段，一般不考慮MMC內(nèi)部信號測量、傳輸、處理、觸發(fā)等環(huán)節(jié)的延時[19-21]，經(jīng)研究發(fā)現(xiàn)，柔直工程中出現(xiàn)的高頻諧振現(xiàn)象（魯西和渝鄂高頻諧振等）和柔直系統(tǒng)內(nèi)的鏈路延時有很大關(guān)系[16-18]。在MMC工程中，實際控制系統(tǒng)包含站級控制和子模塊控制等多級控制，相比傳統(tǒng)換流器，控制器信號傳遞過程更加復(fù)雜，延時也要長得多，總延時大約在350~550ms[18]。

圖1 MMC基本拓撲結(jié)構(gòu)

考慮鏈路延時環(huán)節(jié)在內(nèi)的MMC簡化控制模型如圖2所示[16]。

圖2 MMC簡化控制模型

1.2 交流系統(tǒng)模型

本文以魯西工程高頻諧振事件[16]為例，對高頻諧振現(xiàn)象進行分析。根據(jù)文獻[16]，考慮運行工況變化后，交流網(wǎng)絡(luò)由阻感性質(zhì)轉(zhuǎn)變?yōu)樽韪信c阻容的并聯(lián)性質(zhì)，如圖3所示，具體參數(shù)見表1。

圖3 交流系統(tǒng)等值模型

表1 交流電網(wǎng)參數(shù)

Tab.1 The parameters of AC grid

2 MMC高頻諧振現(xiàn)象

在PSCAD/EMTDC中搭建電磁暫態(tài)仿真模型，具體參數(shù)參考魯西直流輸電工程換流站的部分實際運行參數(shù)[16]，見表2。

表2 魯西工程主要參數(shù)

Tab.2 The main parameters of Luxi project

考慮當前實際工程高頻諧振的頻率范圍，設(shè)定研究頻段為500~2 000Hz。根據(jù)已有研究發(fā)現(xiàn)[16]，魯西直流輸電工程中柔直單元電壓前饋延時為600ms時，電網(wǎng)側(cè)由阻感性質(zhì)轉(zhuǎn)變?yōu)樽韪信c阻容的并聯(lián)性質(zhì)后，發(fā)生25次高頻諧振。電壓前饋控制延時為600ms時，MMC交流側(cè)掃頻阻抗與理論計算阻抗對比結(jié)果如圖4所示，交流側(cè)阻抗和MMC計算阻抗的對比結(jié)果如圖5所示。

圖4 MMC掃頻阻抗和計算阻抗對比

圖5 MMC計算阻抗和網(wǎng)側(cè)系統(tǒng)阻抗對比

在500~2 000Hz頻段內(nèi)，MMC高頻阻抗的掃頻結(jié)果和理論計算結(jié)果基本一致，根據(jù)圖5理論分析結(jié)果，交流側(cè)阻抗和MMC計算阻抗幅值在1 255Hz處存在交點，該頻率下相位差為195.9°，根據(jù)阻抗分析法[22]可知，該頻率下系統(tǒng)阻抗與MMC阻抗幅值相等，相位超過180°，MMC與交流系統(tǒng)發(fā)生諧振。

根據(jù)圖3運行工況變化前后的等效電路，當1.2s交流系統(tǒng)運行工況變化時，交流系統(tǒng)增加電容支路，交流系統(tǒng)A相電壓仿真波形（三相波形對稱）如圖6a所示，1.4s時交流系統(tǒng)A相電壓諧波分析結(jié)果如圖6b所示，主諧振頻次為23和25次，基本符合魯西站發(fā)生的高頻諧振現(xiàn)象。

圖6 交流系統(tǒng)A相電壓波形和諧波分析

3 附加帶阻濾波器的高頻諧振抑制策略

根據(jù)阻抗法分析可知[22]，通過使換流器阻抗和交流系統(tǒng)阻抗交點頻率處的相位差小于180°可以抑制高頻諧振的發(fā)生。根據(jù)MMC高頻阻抗分析可知，通過以下幾方面來改變MMC高頻阻抗特性，可以避免諧振發(fā)生：①縮短MMC鏈路延時；②改進MMC控制器；③附加阻抗調(diào)節(jié)裝置；④附加濾波器。縮短MMC鏈路延時對系統(tǒng)硬件要求較高，可行性低；改進控制器設(shè)計和附加阻抗調(diào)節(jié)裝置，操作難度大，易威脅系統(tǒng)安全穩(wěn)定性，且工程造價高。因此選擇附加濾波器來解決高頻諧振問題。

MMC工程在投運前，需要在不同的運行工況、控制參數(shù)和電網(wǎng)結(jié)構(gòu)下進行諸多檢測，滿足安全穩(wěn)定運行條件后，才可投入運行[23-24]。因此，設(shè)計的高頻諧振抑制策略，應(yīng)在滿足抑制高頻諧振的基礎(chǔ)上，盡量降低對已有工程運行特性的影響[25-29]。帶阻濾波器具有分段調(diào)節(jié)的優(yōu)勢，可以實現(xiàn)對MMC高頻阻抗的特定頻段調(diào)節(jié)[30]，因此選擇在電壓前饋環(huán)節(jié)附加帶阻濾波器來抑制高頻諧振。

3.1 附加帶阻濾波器的MMC高頻阻抗特性分析

在電壓前饋環(huán)節(jié)附加帶阻濾波器后的MMC控制模型如圖7所示。

帶阻濾波器的傳遞函數(shù)為

式中，為帶阻濾波器的中心頻率；為阻尼系數(shù)。

附加帶阻濾波器的MMC高頻阻抗為

3.2 帶阻濾波器參數(shù)設(shè)計

在實際柔直工程投運之前的諸多檢測實驗中，高頻諧振易發(fā)生頻段是可以通過前期研究基本得到的。因此本文討論的是在高頻諧振易發(fā)生段已知的情況下，對該頻段的高頻阻抗特性進行調(diào)整。具體參數(shù)設(shè)計步驟如下。

3）阻尼系數(shù)最終值的確定。當中心頻率給定時，阻尼系數(shù)越大，帶阻濾波器對阻抗的幅相特性調(diào)節(jié)程度越大，相應(yīng)的影響范圍也越大。因此，在阻尼系數(shù)初始值的基礎(chǔ)上，根據(jù)所要求的相位裕度和調(diào)節(jié)范圍對阻尼系數(shù)進行更詳細的調(diào)整，得到阻尼系數(shù)最終值。

帶阻濾波器參數(shù)設(shè)計流程如圖9所示。

圖9 帶阻濾波器參數(shù)設(shè)計流程

4 附加帶阻濾波器的高頻諧振抑制驗證

在中心頻率和阻尼系數(shù)初始值確定的基礎(chǔ)上，對阻尼系數(shù)進行更詳細的修正。中心頻率為1250Hz，阻尼系數(shù)分別為1.2、1.8、2、2.5的阻抗幅相特性如圖10所示。

圖10 不同帶阻濾波器阻尼系數(shù)調(diào)節(jié)對比

4.1 延時540ms

電壓前饋延時為540ms時，考慮帶阻濾波器的MMC高頻阻抗和系統(tǒng)阻抗對比如圖11a所示。

圖11 延時540ms時阻抗分析和仿真波形

在PSCAD/EMTDC電磁暫態(tài)仿真模型中，1.2s時網(wǎng)側(cè)轉(zhuǎn)變?yōu)樽韪信c阻容的并聯(lián)性質(zhì)，1.3s時交流系統(tǒng)A相電壓諧波分析結(jié)果如圖11c所示。1.4s時執(zhí)行帶阻濾波器諧振抑制策略，諧振抑制策略投入后的交流系統(tǒng)A相電壓仿真波形如圖11b所示。

4.2 延時600ms

電壓前饋延時為600ms時，考慮帶阻濾波器的MMC高頻阻抗和系統(tǒng)阻抗對比如圖12a所示。

圖12 延時600ms時阻抗分析和仿真波形

在PSCAD/EMTDC電磁暫態(tài)仿真模型中，1.2s時網(wǎng)側(cè)轉(zhuǎn)變?yōu)樽韪信c阻容的并聯(lián)性質(zhì)，1.3s時交流系統(tǒng)A相電壓諧波分析結(jié)果如圖12b所示。1.4s時執(zhí)行帶阻濾波器諧振抑制策略，諧振抑制策略投入后的交流系統(tǒng)A相電壓仿真波形如圖12c所示。

4.3 延時660ms

電壓前饋延時為660ms時，考慮帶阻濾波器的MMC高頻阻抗和系統(tǒng)阻抗對比如圖13a所示。

圖13 延時660ms時阻抗分析和仿真波形

在PSCAD/EMTDC電磁暫態(tài)仿真模型中，1.2s時網(wǎng)側(cè)轉(zhuǎn)變?yōu)樽韪信c阻容的并聯(lián)性質(zhì)，1.3s時交流系統(tǒng)A相電壓諧波分析結(jié)果如圖13c所示。1.4s時執(zhí)行帶阻濾波器諧振抑制策略，諧振抑制策略投入后的交流系統(tǒng)A相電壓仿真波形如圖13b所示。

根據(jù)圖11a、圖12a和圖13a阻抗分析結(jié)果，在三個典型延時下，所設(shè)計的高頻諧振抑制策略投入后，MMC高頻阻抗和系統(tǒng)阻抗的交點頻率相位差均小于180°，且均留有一定的相位裕度。

根據(jù)圖11c、圖12c和圖13c諧波分析可得表3，三種典型延時下，交流系統(tǒng)運行工況變化后分別發(fā)生不同頻率的高頻諧振；根據(jù)圖11b、圖12b和圖13b仿真波形，所設(shè)計的高頻諧振抑制策略投入后，諧振現(xiàn)象基本消失，MMC恢復(fù)穩(wěn)定運行。

表3 不同延時換流器主要諧振頻次

Tab.3 Main resonant frequencies for converter of different time-delay

綜上所述，在一定的延時范圍內(nèi)，附加帶阻濾波器的高頻諧振抑制策略可有效抑制高頻諧振問題，理論分析和仿真結(jié)果基本一致，驗證了所提高頻諧振抑制策略的有效性。

5 結(jié)論

本文針對MMC鏈路延時引發(fā)的高頻諧振問題，提出了在電壓前饋控制環(huán)節(jié)附加帶阻濾波器的高頻諧振抑制策略，給出了詳細參數(shù)的設(shè)計方案，并通過PSCAD電磁暫態(tài)仿真模型驗證了所提抑制策略的有效性，得到如下結(jié)論：

1）換流器鏈路延時不同時，導(dǎo)致的諧振頻率可能不同。

2）本文提出的帶阻濾波器參數(shù)的詳細設(shè)計方案是可行的，依照所提出的設(shè)計方案得到的帶阻濾波器參數(shù)，可有效抑制一定延時范圍內(nèi)高頻諧振的發(fā)生。

3）提出的附加帶阻濾波器的高頻諧振抑制策略，可有效抑制在一定延時范圍內(nèi)的高頻諧振問題，從一定程度上提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。

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Suppression Strategy for High Frequency Resonance of Modular Multilevel Converter Based on Additional Band-Stop Filter

Du Dongye1Guo Chunyi1Jia Xiufang1Zhao Chengyong1Hu Yinghong2,3

（1. State Key Laboratory for Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources North China Electric Power University Beijing 102206 China 2. Electric Power Research Institute of State Grid JIBEI Electric Power Co. Ltd Beijing 100045 China 3. North China Electric Power Research Institute Co. Ltd Beijing 100045 China）

Modular multilevel converter control system link delay may cause high frequency resonance phenomenon. This paper establishes a mathematical model of high-frequency impedance for a modular multilevel converter including a link delay link, and studies the generation mechanism of high-frequency resonance of a modular multilevel converter based on impedance analysis. On this basis, a high-frequency resonance suppression strategy with a band-stop filter in the voltage feed-forward stage is proposed, and the control parameters of the band-stop filter are designed. Finally, the effectiveness of the proposed control strategy is verified by electromagnetic transient simulation.

Modular multilevel converter, high frequency resonance, control delay,band-stop filter

TM721.1

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200077

國家電網(wǎng)有限公司總部科技資助項目（5500-202014057A-0-0-00《柔直電網(wǎng)模塊化電壓源換流閥高次諧波機理與抑制措施》）。

2020-01-20

2020-04-11

杜東冶 男，1994年生，碩士，研究方向為直流輸電等。E-mail：dudongye1994@163.com

郭春義 男，1984年生，博士，副教授，研究方向為直流輸電等。E-mail：chunyiguo@outlook.com（通信作者）

（編輯 赫蕾）