一種高線性低功耗射頻鑒頻器的設計

史會英，鮑嘉明

（北方工業大學信息學院，北京 100144）

進入21 世紀以來，我國經濟跟隨全球化的腳步快速進步和發展，國內人口結構老齡化，在醫療體系中，傳統的人體檢測儀體積較大且連線較多，難以隨身攜帶，給我們的日常生活造成很大的不便[1]。體域網是一種能夠依附在人體的分布式網絡，各類小巧輕便，移動便利的個人可穿戴設備的使用者可以將其作為個人信息感知節點，并實時傳輸數據和信息[2-3]。無線體域網是個人健康信息采集與傳輸的重要技術手段之一[4]，隨著智能醫療[5]的產生，人們開始將無線體域網應用到醫療系統中[6-7]。無線通信技術作為無線體域網在醫療領域應用的技術支撐，對于促進經濟發展和社會進步具有重要的現實意義[8]。隨著應用于無線體域網設備的大量使用，人與機器之間的各類信息交互成指數增長，大量數據的采集和傳輸需求對于信息采集和傳遞的實時性，準確性要求越來越高[9-11]。

在設計無線醫療設備時，必須注意以下問題：這些設備的位置非常靠近人體，因此必須降低射頻輻射功率以減少對人體傷害[12]；為了避免頻繁更換電池給使用者帶來的不便，在設計收發機時需要實現低工作電壓和低功耗[13]。隨著設備功能越來越強大，接收信息的接收機向著超寬帶、高頻高速、低功率和高集成化方向發展[14-15]。基于頻率調制及解調的收發機電路廣泛應用于低功耗醫療系統。

1 幾類射頻鑒頻接收機原理

對于射頻收發系統來說，常用的鑒頻方式主要分為兩種：相位鑒頻與斜率鑒頻。已有的射頻鑒頻接收機結構如圖1 所示，主要包括：（a）基于延時相乘的相位鑒頻接收機；（b）基于單帶通濾波器的斜率鑒頻接收機；（c）基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻接收機。

圖1 各類射頻鑒頻接收機原理圖

相位鑒頻的主要類型是延時相乘型，其原理如圖1（a）所示，利用延遲線將射頻調頻信號延時，調頻信號的相位變化量與調頻波的頻率變化呈線性關系，可以得到射頻的調相—調頻波，隨后將該信號與原波形均輸入由乘法器和低通濾波器構成鑒相器就可以解調出對應的調制信號。

假設發射端的子載波為正弦信號Vm(t)，經過VCO調制后得到超寬帶調頻信號VFM(t)，如式（1）。其中，βRF為超寬帶調頻信號的射頻調制因子，ωc和ωm分別為子載波與常包絡射頻調頻信號的中心角頻率。

VFM(t)經過延時，并取τ（τ為四分之一射頻載頻周期的奇數倍）后；得到調相信號VPM(t)如式（2）：

將調相信號和原信號相乘后，當延時遠小于子載波周期時，簡化得到式（3）：

當子載波幅度很小時，鑒頻器解調得到了子載波信號，如式（4）所示。

即使子載波的幅度很大，相位鑒頻器解調得到的是子載波的頻率而不是子載波本身，但對于接收機系統中后續的子載波解調部分沒有太大的影響。

斜率鑒頻電路如圖1（b）所示，其基本原理是利用LC 諧振腔即帶通濾波器的頻譜曲線性邊帶將射頻調頻信號轉化提取至信號包絡中，使得常包絡調頻信號轉化為調幅—調頻波，再利用包絡檢波器將調幅—調頻波中的包絡信息提取出來。

相位鑒頻器可以通過級聯全通濾波器（APF）和帶通濾波器（BPF），將調頻信號轉化為調相信號，并將延時相乘，得到低頻的解調信號，也可以采用差分雙極型晶體管（BJT）與電容構成的近似微分器電路來實現90°相移，并結合吉爾伯特乘法器完成鑒頻功能。對于相位鑒頻器來說，雖然具有非常好的噪聲特性，但是延遲線模塊的精度要求過高，導致接收機電路復雜度升高；而斜率鑒頻器利用LC 諧振腔邊帶改變信號包絡的方法則能夠實現更低的功耗。

斜率鑒頻器能夠將射頻調頻波解調為中頻信號，傳統的基于單帶通濾波器的斜率鑒頻器，電路功耗低，但是LC 諧振電路的幅頻曲線邊帶的線性度很差。幅頻曲線越彎曲，得到的中頻信號的非線性失真就越大，導致傳輸的信號質量嚴重下降。

針對基于單帶通濾波器的斜率鑒頻器非線性失真過大的缺陷，文獻[16]采用了基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器來改善線性度；缺點是在處理中頻信號時，減法器模塊的失調電壓對鑒頻靈敏度影響很大。

基于以上各類射頻鑒頻器的優缺點，該文為無線通信系統的設計了一款功耗為1 mW 的高線性低失調射頻鑒頻器，通過采用斜率鑒頻的方法，實現低功耗鑒頻功能；采用差分電路進行射頻鑒頻，從而提升了鑒頻器的線性度；添加兩路中頻放大器并降低減法器增益來降低失調電壓對鑒頻靈敏度的影響。

2 鑒頻器整體結構及解調原理

設計的鑒頻器整體結構如圖2 所示，整個電路大致可分為4 個部分：帶通濾波器、包絡檢波器、中頻放大器以及減法器。

圖2 基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻原理圖

接收機從天線接收射頻信號之后，采用具有單端輸入、雙端輸出低噪聲放大器，將射頻信號進行預放大，得到差分低噪聲的射頻信號RF+和RF-，隨后將差分信號輸入基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器進行解調處理。射頻調頻信號經過帶通濾波器的選頻處理，將包含在射頻載波頻率中的FM 信息轉化到幅度中，得到調頻-調幅信號；包絡檢波器的作用是將射頻載波信號濾除，從調幅波（AM）中得到差分中頻解調利用帶通濾波器解調射頻FM 信號原理如圖3所示，兩個中心斜率對稱失諧的帶通濾波器的幅頻特性曲線K1(ω)和K2(ω)將調制好的射頻信號的頻率信息映射為輸出信號的電壓幅度，并由包絡檢波器濾除射頻成分并完成AM 波的包絡解調，這樣就可以避免直接處理難度較大的調頻信號，轉為更容易處理的調幅信號。

圖3 調頻信號斜率鑒頻原理

3 鑒頻器具體電路實現

該設計采用了基于雙帶通濾波器的電路結構，具體的電路如圖4 所示。帶通濾波器的選頻網絡為兩個LC 諧振腔，分別由L1、C1和L2、C2構成。

圖4 設計的鑒頻器電路

常包絡射頻調頻信號輸入帶通濾波器后，分別利用兩個LC 諧振腔的幅頻曲線的上升邊帶和下降邊帶，得到幅度與頻率呈現正比例和反比例關系的調幅-調頻信號，調整L和C的取值將射頻信號的中心頻率落入兩諧振腔的上、下邊帶中心對應的頻率處，并使得上、下邊帶線性邊帶部分能夠覆蓋信號帶寬頻率范圍，可以將蘊含在調頻波中的信號對應地轉換到射頻信號的包絡中。

電路中的兩個諧振腔的中心頻率分別為3.7 GHz和4.3 GHz，線性邊帶范圍大于600 MHz，能夠解調出以4 GHz 為中心、600 MHz 調頻范圍內的射頻調頻信號。

調幅-調頻信號通過由源極跟隨器（M1、M2）和電容（C3、C4）構成的包絡檢波器[7]，濾除信號中的高頻載波成分，得到兩路輕微失真的中頻解調信號，并由共柵放大器（M3、M4）將信號放大，將信號送入中頻放大器。源極跟隨器與共柵放大器為電流復用結構，降低了包絡檢波器的功耗。

信號由包絡檢波器輸送至中頻放大器進行放大，其增益約為60 dB，由結構相同的兩級自偏置推挽放大器構成，隨后將信號送入增益為30 dB 的減法器（即單級跨導放大器），處理差分信號，最終得到一路高線性的中頻解調信號。

4 版圖及仿真結果

設計的斜率鑒頻器電路采用的工藝為65 nm CMOS 工藝。鑒頻器電路的供電電壓為1 V，功耗為1 mW。鑒頻器整體版圖布局如圖5 所示，版圖總面積為0.464 mm×0.545 mm。

圖5 鑒頻器版圖

以模擬三角波調制的射頻調頻信號為例，設計的基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器的輸出信號如圖6 所示，圖中的調制信號通過控制理想壓控振蕩器，輸出0.1 m 的常包絡射頻調頻信號，曲線Vout+和Vout-分別為兩路包絡檢波器的輸出波形，Vout為完成差轉單后的輸出波形。從圖中可以看出，與失真明顯的單斜率鑒頻器相比，雙斜率鑒頻器輸出具有更好的線性度。

圖6 射頻鑒頻器的時域波形

圖7 為失調電壓對于未添加中頻放大器和添加中頻放大器的斜率鑒頻器的輸出失調對比曲線。圖7(a)為未添加中頻放大器的斜率鑒頻器的輸出失調對比曲線，在產生160 mV 的輸出失調電壓時，對應的輸入失調電壓為0.01 mV；圖7(b)為添加中頻放大器后的斜率鑒頻器的輸出失調對比曲線，輸入失調電壓為0.01 mV 時產生的輸出失調電壓極小。在相同輸入失調電壓的情況下，圖7(a)中的輸出失調電壓遠低于圖7(b)中的輸出失調電壓，因此與未添加中頻放大器的斜率鑒頻器相比，添加中頻放大器后的斜率鑒頻器具有更好的抗失調能力。

圖7 兩種斜率鑒頻器的輸出失調對比曲線

5 結論

該文采用65 nm CMOS 工藝，通過引入兩路單端中頻放大器，設計了一款基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器，供電電壓為1 V，功耗為1 mW，成功將幅度為0.1 mV 的射頻調頻信號解調為中頻三角波，取得了-70 dBm 的靈敏度。通過對比射頻接收系統的兩類鑒頻器，可以得出在功耗指標上，斜率鑒頻器要小于在發射端與接收端需要進行射頻載波同步的相位鑒頻器；對于斜率鑒頻器，基于雙帶通濾波器的結構相比于傳統的基于單帶通濾波器的結構擁有更理想的線性度；而采用了中頻放大器的結構則更好地避免減法器輸入失調電壓對鑒頻靈敏度造成的不良影響。