靶網測速中時間間隔測量儀的設計

李 祎，甄國涌，2，王淑琴

（1.中北大學電子測試技術國家重點實驗室，山西太原 030051；2.中北大學儀器科學與動態測試教育部重點實驗室，山西太原 030051）

實彈的運動速度是各種武器系統定型試驗、生產交驗時都必須測量的重要戰技指標之一[1]。目前，彈丸測速法大致分為區截測速、多普勒雷達測速和高速攝影測速3 種，多普勒雷達測速和高速攝影測速相較區截測速存在構造復雜、造價昂貴等弊端[2]，因此高性價比的區截測速法在當前國內靶場中得以廣泛應用。區截測速中靶網測速裝置的應用較為成熟[3]，其中時間間隔測量儀的環境適用性及測量數據的準確性是判斷彈丸測速是否有效的關鍵。

1 靶網測速原理及誤差需求分析

1.1 靶網測速原理

靶網測速法即時間位移測速法，測速示意圖如圖1 所示。利用銅絲導線制成的網耙狀通斷靶布置于飛行測量段，其截面為飛行方向上的物理法平面。靶網通過攔截飛行的彈丸來獲取過靶脈沖信號，時間間隔測量儀依據雙過靶脈沖觸發的時刻來測量彈丸的飛行時間，從而確定飛行速度。

圖1 靶網測速示意圖

此外，針對靶場測試中誤觸發頻發的隱患，為測量儀預留兩個對接示波器的備用測試接口，以增強測試可靠性。

1.2 誤差需求分析

在實際測試項目中，靶距為5 m，彈丸飛行速度區間為[100,1 500]m/s，因此測時量程需包含[3.33,50]ms 的區間。對測速公式v=全微分并取絕對值，建立誤差傳遞數學模型[4]：

眾多文獻表明，應用激光測距可將靶距相對誤差控制在0.01%以內[5]，再結合式（1）測速誤差來估算測時誤差需求，參考1 500 m/s 的測速允許誤差在± 5 m/s 以內的要求，需將測時相對誤差控制在0.33%以內。

2 關鍵技術分析

2.1 硬件整體設計

目前，靶網測試中主要采用220 V 的交流供電，加上油機和掩體的配置導致現場布置繁復[3]。因此，選用便攜性強的干電池和完全集成的C8051F061 單片機可以提高設備的環境適用性。

如圖2所示，為降低設備功耗，選用低功耗的DC/DC 轉換器LMR33630ADDA 和低壓差穩壓器TPS 70345 PWP來管理電源。在脈沖輸入和測時單元兩級間設計光耦隔離，以阻隔高速彈丸與空氣劇烈碰撞時通過觸發線耦合到測時電路的電磁干擾[3]。采用C8051 F061中集成的ADC0對電池電壓進行數模轉換，并在ADC0采集前端加入分壓、跟隨電路，從而滿足內部電壓基準限制，提高轉換精度[6]。利用雙聯雙刀單擲開關配合備用測試接口實現測時儀的校準與有效性驗證。

圖2 系統整體設計框圖

2.2 雙過靶脈沖傳輸電路

圖3 雙過靶脈沖傳輸電路

如圖3 所示，WebⅠ和WebⅡ為靶網連接端子，DPST1 為雙聯雙刀單擲開關，但由于某種因素，其兩組開關“同時”動作時必然存在一定的隨機時延，符合彈丸穿靶的特性，可作為模擬測試開關串入脈沖輸入端。

在靶場測試中，令DPST1 閉合，網靶回路處于導通狀態，光耦HCPL-2631 原邊電流If輸入，驅動光耦發射器點亮、副邊光敏三極管導通，輸出低電平。在彈丸擊穿網耙的瞬間，斷靶信號以正脈沖形式輸入，HCPL-2631 由導通轉換為截止狀態，輸出端經R7、R8上拉至3.3 V，再經反相器SN74LVC2G04 呈下降沿形式觸發外部中斷。斷靶瞬間脈沖置換模型如圖4所示，傳輸電路為雙穩態電路[7]，具有較強的抗干擾能力。

圖4 斷靶瞬間脈沖置換模型

HCPL-2631 由850 nm 的AIGaAS LED 和具有頻閃輸出的超高速集成光電探測器組成，其輸入端是電流型工作的低阻元件,導通壓降為1.4 V，因此，光耦電路需要足夠的電流驅動能力以保證其可靠導通。參考圖3 中光耦原邊回路參數，得：

結合芯片資料，HCPL-2631 擁有5 mA 的低輸入電流驅動能力，=30 mA，滿足發射器的導通及HCPL-2631 的驅動條件。此外，在芯片Pin5 和Pin8間加入0.1 μF的旁路電容，可抑制由電源線路中的電感成分形成的阻抗上升，有助于降低電源輸入噪聲。

2.3 主流程設計

采用C8051F061 片內集成的T0 和ADC0 實現計時和電壓檢測的功能，并為ADC0 配置T3 溢出的連續轉換啟動方式。

主程序設計流程如圖5 所示，在剩余電壓檢測模式下，首先開啟定時器T3，待T3 溢出啟動ADC0轉換，直至轉換結束跳入ADC0 中斷，依據其16 位的分辨率及最小輸出電壓增量3.8 μV 進行DA 換算，結合分壓參數比及滿偏矯正系數修正采樣電壓值進行顯示。

圖5 主程序設計流程圖

在測速試驗中，設備運行于測時模式下。首先關閉定時器T3，初始化靶序標志位Start[8]，當有過靶脈沖信號產生并觸發外部中斷INT0或INT1時，系統首先依據Start 的狀態判斷靶網的擊穿靶序，并按照靶網擊穿靶序靈活啟停定時器T0，即始終為第一個下降沿啟動計時，第二個下降沿停止計時。因此，T0 的啟停將不受固定靶網信號的約束。根據觸發靶和截止靶在布靶設計及觸發方式上的一致性，兩靶可交換使用，簡化了靶場布靶要求，提高了工作效率。

2.4 誤差分析及補償措施

由系統整體設計可知，設備誤差主要由過靶脈沖傳輸電路引入的測量誤差和雙脈沖時間間隔測量方式引入的理論誤差組成[9-10]。

2.4.1 過靶脈沖傳輸誤差分析及補償

雙過靶脈沖經傳輸電路置換為同幅值、同上升沿的觸發脈沖[11]，補償了觸發條件不一致帶來的誤差。此外，雙過靶脈沖從產生至觸發中斷兩通道的傳輸延遲并非嚴格一致，排除超高速HCPL-2631 中100 ns 的對稱傳播延遲，可在PCB 中對傳輸線等長布線來縮短傳輸延遲的偏移量。

2.4.2 時間間隔測量誤差分析及補償

時間間隔的測量參考Sys_clk/12 的預分頻時鐘，配置10 μs 的T0 溢出周期T0c，通過測量雙脈沖時間間隔內T0 溢出的中斷次數獲得時間數據的精確值[12-13]。

以降低誤差為前提，在分析時間間隔測量方式引入的誤差前，首先需考慮如何合理約束MCU 內部定時器的工作時序。如圖6 所示，在測時模式切換時優先關閉T3，可在降低功耗的同時釋放MCU 運行內存，有效避免因T3 中斷造成T0 中斷響應延遲的弊端；在外部中斷子程序中優先啟停T0，保證T0 啟停及時響應。

圖6 時間間隔測量時序圖

結合軟件流程圖和時序圖，從兩點分析時間間隔測量方式引入的誤差及補償：1）累積誤差:為T0 配置8 位自動重載工作方式，補償T0 每次溢出時軟件重裝初值所延誤的時差；計時方式中T0c=10 μs 相對3.33～50 ms 的量級而言，溢出頻率顯著增加，根據T0 溢出中斷的響應時間tres≈0.2 μs[13]，計時1 ms 產生約0.02 ms 的累積誤差，此類誤差可通過時間間隔校準予以補償。2）隨機理論誤差:當雙過靶脈沖觸發時刻與參考計數時鐘Ref-clk 的上升沿不一致時，產生絕對誤差1＜2× 0.5 μs；T0停止脈沖觸發時刻基本在某一次T0c內，產生絕對誤差2＜10 μs；參考3.33～50 ms 的測時量程，將以上絕對誤差疊加，會產生(0.03+0.3)%～(0.002+0.02)%的最大相對誤差，在測量需求允許范圍之內。此外，在T0 啟停之前，存在同類外部中斷的響應延遲，即此隨機理論誤差可以實現相互自補償[14]。

2.5 單周期定時校準

結合時間間隔測量方試，以10 μs 的單周期為單位進行校準。式（2）、（3）為T0 計數初值配置公式，其中，TL0 保持計數值，TH0 保持重載值。

根據10 μs 的T0 溢出周期和0.5 μs 的計數時鐘周期，得出Cn0 的理論值為20。設置一個T0 溢出標志位flg 并配置為推挽輸出，在Time0(void)interrupt 1中優先對其取反，即設置flg=～flg。在Silicon Lab 調試環境下，通過JTAG 接口控制系統進入debug 狀態，以標準示波器為校準計量器捕獲一段flg 引腳的脈沖波形。從圖7 可以看出，每個T0 溢出周期存在近0.5 μs 的右偏移誤差，通過修正Cn0 為237 補償累積誤差，校準前后對比波形如圖7 所示。

圖7 校準前后波形圖對比

3 有效性驗證

以高精度示波器為參考標準，連接至備用測試接口[15-19]，閉合模擬測試開關DPST1，通過斷開動作模擬彈丸穿靶過程。由于斷開DPST1 生成的隨機時間間隔量不同且未知，因此需進行多次測量，直至測量數據可包絡3.33～50 ms 的測時量程，表1 為均勻篩選的15 組測試數據及其相對誤差。

從表中Rt可以看出，測時結果受系統隨機誤差的影響，使得測時數據不是按照某種規律呈線性分布的，而是在一定的范圍內波動。在15 組測時數據中，第1 組和第15 組超出測時量程較多，不參與討論，但對于出現Rv=0.38%的異常波動數據來看，當對應的測時數據較小時，設備精度會受到測時分辨率的限制；其余數據的Rt波動范圍在0%～0.16%之間，其中0.1%以上的數據有3 組，0.1%以下的有10 組，即超過77%的數據可滿足高精度測時要求[2]，23%的測時數據優于測量需求。

表1 模擬測試試驗數據

4 結論

文中結合實際應用背景，提供了較為詳細、實用的電路設計方案和軟件流程，詳細分析了提高測時準確性的補償方式，搭建了模擬測試平臺，有效驗證了時間間隔測量儀可按照預期目標穩定可靠地完成靶網測試中的測時工作。目前，該項設計已成功應用于某特定測試項目且測試效果良好，具有安全可靠、環境適應性強等優點。