基于DSP和CPLD超音頻感應(yīng)加熱電源的研究

趙 林，方益民

（江南大學(xué) 物聯(lián)網(wǎng)工程學(xué)院，江蘇 無錫 214122）

0 引 言

感應(yīng)加熱原理是在線圈的兩端施加交流電，交流電的頻率一般為中頻或者高頻，那么在線圈內(nèi)部放置被加熱物體時(shí)在該物體內(nèi)部會(huì)產(chǎn)生渦流。由于渦流的存在和阻尼作用，被加熱物體會(huì)產(chǎn)生熱量。感應(yīng)加熱電源即在此基礎(chǔ)上增加AC/DC/AC模塊來獲得設(shè)定頻率下的交流電流信號。目前，常采用模擬電路設(shè)計(jì)的感應(yīng)加熱電源存在易老化、不易維護(hù)以及抗干擾性差等諸多缺點(diǎn)，同時(shí)數(shù)字集成電路技術(shù)的快速發(fā)展也給感應(yīng)加熱電源技術(shù)帶來了新的發(fā)展方向，即向數(shù)字化及智能化方向發(fā)展[1]。數(shù)字化感應(yīng)加熱電源可以有效解決因模擬電路器件延遲帶來的功率調(diào)節(jié)慢和頻率跟蹤效果差等問題，整個(gè)電源系統(tǒng)性能及穩(wěn)定性都能得到很大的改善[2]。同時(shí)數(shù)字化感應(yīng)加熱電源也方便在此基礎(chǔ)上增加遠(yuǎn)程控制、智能控制以及人機(jī)交互等功能模塊，為高頻感應(yīng)加熱技術(shù)帶來了另一個(gè)發(fā)展方向[3]。因此，本文提出了一種基于DSP+CPLD移相功率調(diào)節(jié)的超音頻感應(yīng)加熱電源，并用CPLD設(shè)計(jì)了自動(dòng)變模數(shù)字鎖相環(huán)以實(shí)現(xiàn)對感應(yīng)加熱電源鎖相頻率的快速跟蹤。最后，對設(shè)計(jì)的數(shù)字化感應(yīng)加熱電源進(jìn)行實(shí)驗(yàn)論證。

1 系統(tǒng)原理與結(jié)構(gòu)

電源系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。感應(yīng)加熱電源是先將工頻交流電整流成直流電，然后直流電通過逆變電路逆變成設(shè)定頻率的交流電。交流電流經(jīng)過RLC負(fù)載電路，負(fù)載電路諧振頻率和逆變電路開關(guān)頻率保持一致。負(fù)載電路產(chǎn)生諧振，產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢對線圈內(nèi)物體進(jìn)行加熱。該系統(tǒng)以TMS320F28020型DSP和MAXV系列5M160ZM64C5N為控制核心，實(shí)現(xiàn)電源系統(tǒng)恒電流、恒功率雙閉環(huán)調(diào)節(jié)控制、驅(qū)動(dòng)信號控制、頻率鎖相控制以及邏輯保護(hù)等功能。由圖所示，整流電路采用單相橋式不可控整流，并聯(lián)壓敏電阻作過壓保護(hù)，濾波電路由均壓電阻和濾波電容并聯(lián)組成。單相橋式逆變電路的高頻功率開關(guān)管采用MOSFET開關(guān)管，一共4個(gè)，負(fù)載諧振電路采用LC串聯(lián)諧振負(fù)載電路組成[4]。

圖1 電源系統(tǒng)總體框圖

2 串聯(lián)諧振電路分析

2.1 串聯(lián)諧振逆變器

串聯(lián)諧振電路是將RLC元件串聯(lián)起來的電路，在實(shí)際應(yīng)用中加熱線圈就相當(dāng)于一個(gè)電感。圖2中所示的電容Cd并聯(lián)在逆變器輸入端，當(dāng)其并聯(lián)的電容值足夠大時(shí)，相當(dāng)于一個(gè)恒定電壓源來為逆變器供電。逆變器輸出的電壓信號為方波信號，電壓大小等于電容兩端的電壓Ud，電壓頻率為驅(qū)動(dòng)脈沖的頻率。由MOSFET驅(qū)動(dòng)電路生成驅(qū)動(dòng)脈沖，其頻率的大小需要設(shè)計(jì)頻率跟蹤模塊來跟蹤負(fù)載回路的固有諧振頻率，使其與驅(qū)動(dòng)電路生成驅(qū)動(dòng)脈沖的頻率相等，以此來提高感應(yīng)加熱電源的功率因數(shù)[5]。串聯(lián)諧振逆變器電路如圖2所示。

圖2 逆變側(cè)電路框圖

2.2 串聯(lián)諧振逆變器工作過程

4個(gè)MOSFET開關(guān)管VT1、VT2、VT3以及和VT4組成串聯(lián)諧振全橋逆變器，在MOSFET的柵源極間加驅(qū)動(dòng)信號，以此來控制開關(guān)管導(dǎo)通或斷開使逆變器正常工作。串聯(lián)諧振逆變器根據(jù)負(fù)載狀態(tài)的不同，如感性負(fù)載、諧振負(fù)載以及容性負(fù)載也分為相應(yīng)的3種工作狀態(tài)，本文主要分析感性負(fù)載狀態(tài)下逆變器的工作過程。

t0～t1時(shí)間段內(nèi)VT2導(dǎo)通，負(fù)載電流通過VD4→C→R→L→VT2續(xù)流。t1～t2時(shí)間段內(nèi)，在t1時(shí)刻，負(fù)載電流從負(fù)過零開始反向。驅(qū)動(dòng)脈沖電路給VT1和VT4開關(guān)管導(dǎo)通信號，此時(shí)VT1開始零電流導(dǎo)通，VT4開始零電壓零電流導(dǎo)通，同時(shí)VT2零電流斷開。負(fù)載電流i的流通回路為VT1→L→R→C→VT4→-Ud，此時(shí)MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通，壓降較小，近似可認(rèn)為負(fù)載電壓等于+Ud。t2時(shí)刻以后，VT4開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)。在這個(gè)時(shí)間段，VT1、VT4開關(guān)管為零電流導(dǎo)通，但當(dāng)VT4開關(guān)管斷開后負(fù)載電路中仍然有電流流過，此時(shí)開關(guān)管處于硬關(guān)斷狀態(tài)。t2～t3時(shí)間段內(nèi)，在t2時(shí)刻，VT1繼續(xù)保持導(dǎo)通，VT4零電壓斷開，負(fù)載電流通過二極管VD3續(xù)流。換流完成后，負(fù)載電流流通回路為VT1→L→R→C→VD3，此時(shí)負(fù)載電壓為零。t3～t4時(shí)間段內(nèi)，在t3時(shí)刻，驅(qū)動(dòng)電路發(fā)脈沖信號給VT2和VT3開關(guān)管。此時(shí)開關(guān)管VT1處于零電流斷開狀態(tài)，而開關(guān)管VT2開始零電流導(dǎo)通，VT3開始零電壓零電流導(dǎo)通。負(fù)載電流的流通回路相應(yīng)發(fā)生了變化，即+Ud→VT3→C→R→L→VT2→-Ud。此時(shí)，負(fù)載電流的流通方向變?yōu)橄喾吹姆较颍虼似潆妷河烧底優(yōu)樨?fù)值，為-Ud。t4～t5時(shí)間段內(nèi)，在t4時(shí)刻，VT3零電壓關(guān)斷，為保持電流連續(xù)，VD4導(dǎo)通。換流結(jié)束后，負(fù)載電流流通回路為VD4→C→R→L→VT2。此時(shí)，負(fù)載電壓為零。t5～t6時(shí)間段，在t5時(shí)刻，給開關(guān)管VT4導(dǎo)通信號，VT4開始零電壓零電流導(dǎo)通，而VT2則給以關(guān)斷信號，使其零電壓零電流斷開。最后，負(fù)載電流的流通回路為VD2→L→R→C→VT4，負(fù)載電壓仍然為零。t6～t7時(shí)間段，在t6時(shí)刻，給開關(guān)管VT2導(dǎo)通信號，則VT2開始零電壓零電流導(dǎo)通，而VT4則給以斷開信號，使其零電壓零電流斷開。負(fù)載電流流通回路為VD4→C→R→L→VT2，負(fù)載電壓為零，重復(fù)t0～t1時(shí)間段。

3 CPLD自動(dòng)變模鎖相環(huán)原理及實(shí)現(xiàn)

在感應(yīng)加熱過程中，負(fù)載電路的諧振頻率是一直變化的，因?yàn)楸患訜嵛矬w在加熱過程中會(huì)受其他許多因素影響，如溫度和濕度等，這就導(dǎo)致了負(fù)載的參數(shù)會(huì)發(fā)生變化。因此，感應(yīng)加熱電源一般采用鎖相環(huán)頻率跟蹤電路使其逆變器的輸出頻率跟隨負(fù)載在加熱過程中的頻率變化，使電源功率因數(shù)盡可能等于1。傳統(tǒng)的感應(yīng)加熱電源常使用模擬電路，如CD4046構(gòu)成鎖相環(huán)，其鑒相器一般采用異或電路或者邊沿觸發(fā)電路設(shè)計(jì)，然而對于模擬電路設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)來說有一個(gè)明顯的缺點(diǎn)，即MOSFET開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖超前時(shí)間不可改變，相位跟隨頻率變化不可固定，這就導(dǎo)致了感應(yīng)加熱電源沒有辦法進(jìn)行定角控制。除此之外，采用模擬電路設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)存在著設(shè)計(jì)復(fù)雜度高、可移植性差、直流零點(diǎn)漂移以及抗干擾能力差等缺點(diǎn)。針對這些問題，本文設(shè)計(jì)基于CPLD自動(dòng)變模數(shù)字鎖相環(huán)，代替?zhèn)鹘y(tǒng)模擬鎖相環(huán)來控制感應(yīng)加熱逆變器[6]。自動(dòng)變模數(shù)字鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 自動(dòng)變模數(shù)字鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)框圖

圖3中，Ui為輸入信號，Uf為反饋信號，Ue為相位誤差信號。鑒相器對Ui相位和Uf相位進(jìn)行檢測，當(dāng)Ui相位超前Uf相位時(shí)，鑒相器輸出超前信號給數(shù)字濾波器，當(dāng)Ui相位滯后Uf相位時(shí)，鑒相器輸出滯后信號給數(shù)字濾波器。數(shù)字濾波器根據(jù)接收到的信號是超前信號或者滯后信號來判斷進(jìn)行加計(jì)數(shù)或減計(jì)數(shù)，以輸出進(jìn)位或者借位脈沖信號給數(shù)控振蕩器。數(shù)控振蕩器的作用如下，若輸入的是進(jìn)位脈沖信號時(shí)則在輸出信號中插入時(shí)鐘脈沖序列，若輸入的是借位脈沖信號時(shí)則在輸出信號中扣除時(shí)鐘脈沖序列。

自動(dòng)變模控制器包括相位檢測器和時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其控制著數(shù)控振蕩器模塊插入脈沖和減去脈沖的數(shù)量。分頻器將數(shù)控振蕩器調(diào)整后的信號分頻輸出給鑒相器，作為其新的輸入信號Ui重復(fù)以上的閉環(huán)控制，不斷縮小Ui相位和Uf相位的差值，當(dāng)相位相同時(shí)鎖相環(huán)進(jìn)入鎖定狀態(tài)[7]。

4 積分分離PID算法

該電源系統(tǒng)移相角度由DSP根據(jù)檢測電路得到反饋電壓和電流，然后由PID控制器進(jìn)行運(yùn)算，輸出晶閘管Q1-4驅(qū)動(dòng)信號的相位控制角度給CPLD，因此PID的算法設(shè)計(jì)對該電源系統(tǒng)的性能至關(guān)重要。普通的PID控制器為了減小靜態(tài)誤差，使控制器的精度得到滿足，會(huì)加入積分環(huán)節(jié)。然而當(dāng)系統(tǒng)的設(shè)定值變化很大，尤其在系統(tǒng)啟動(dòng)或停止時(shí)，會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的輸出值與理想值相差很大，PID積分運(yùn)算會(huì)大量積累，可能造成控制量超過系統(tǒng)允許的極限值，甚至使系統(tǒng)產(chǎn)生振蕩[8]。為此，本文對傳統(tǒng)的PID控制器加以改進(jìn)，引入積分分離算法設(shè)計(jì)PID控制器。

積分分離的基本思想是只有在被控制量與給定量相差不大時(shí)才引入積分環(huán)節(jié)以減小靜態(tài)誤差，提高精度。而當(dāng)被控制量與給定量相差很大時(shí)，去掉積分環(huán)節(jié)，防止超調(diào)量增大，造成系統(tǒng)振蕩，影響其穩(wěn)定性。

積分分離PID實(shí)現(xiàn)步驟如下，首先視系統(tǒng)情況選擇合適的閥值ε＞0，其次對誤差得大小進(jìn)行判斷，當(dāng)誤差|e(k)|≤ε時(shí)引入積分環(huán)節(jié)以減小靜態(tài)誤差，使精度得以提高，最后當(dāng)|e(k)|＞ε時(shí)，去掉積分環(huán)節(jié)轉(zhuǎn)而采用比例微分（Proportional-Differential，PD）控制，防止超調(diào)量過大，造成系統(tǒng)振蕩，影響其穩(wěn)定性。

積分分離PID控制算法用公式表示為：

式中，β為積分項(xiàng)的開關(guān)系數(shù)；T為采樣時(shí)間。誤差|e(k)|≤ε時(shí)β=1，|e(k)|＞ε時(shí)β=0。

積分分離PID程序流程如圖4所示。

圖4 積分分離PID程序流程圖

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

根據(jù)硬件參數(shù)搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，設(shè)計(jì)了頻率在50～90 kHZ，功率在200 W左右的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其由主電路板、驅(qū)動(dòng)板、顯示屏以及RLC串聯(lián)諧振電路組成，感應(yīng)加熱電源實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖5所示。MOSFET開關(guān)管VT1和VT2驅(qū)動(dòng)脈沖相位相反，VT3和VT4驅(qū)動(dòng)脈沖相位也相反，同時(shí)VT1和VT3驅(qū)動(dòng)脈沖相位相差一個(gè)移相角來調(diào)節(jié)功率，如圖6所示。本系統(tǒng)采用移相調(diào)功的功率調(diào)節(jié)方式，當(dāng)移相角為60°時(shí)負(fù)載兩端電壓電流波形如圖7所示，當(dāng)移相角為120°時(shí)負(fù)載兩端電壓電流波形如圖8所示。從圖中可以看出MOSFET開關(guān)管工作在軟開關(guān)狀態(tài)，可以降低開關(guān)損耗。

圖5 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

圖6 移相時(shí)的驅(qū)動(dòng)脈沖

圖7 移相60°時(shí)負(fù)載電壓電流波形

圖8 移相120°時(shí)負(fù)載電壓電流波形

6 結(jié) 論

基于DSP和CPLD設(shè)計(jì)的數(shù)字化感應(yīng)加熱電源較傳統(tǒng)的模擬電路設(shè)計(jì)的感應(yīng)加熱電源更加可靠，控制靈活且精確度高。用CPLD設(shè)計(jì)自動(dòng)變模數(shù)字化鎖相環(huán)來對感應(yīng)加熱電源諧振頻率進(jìn)行跟蹤，其鎖定時(shí)間短，鎖相的范圍較寬，可以對頻率進(jìn)行快速實(shí)時(shí)跟蹤，也可使逆變器MOSFET開關(guān)管工作在軟開關(guān)狀態(tài)。同時(shí)，其采用移相調(diào)功控制策略，可改變相對小的移相角來調(diào)節(jié)較大范圍的功率，方便于功率的調(diào)節(jié)。總之，基于DSP和CPLD設(shè)計(jì)的數(shù)字化感應(yīng)加熱電源系統(tǒng)控制性能優(yōu)越，抗干擾能力強(qiáng)，而且運(yùn)行更加穩(wěn)定可靠。