Ka頻段模擬預失真線性化器設計

徐 揚，呂立明

（中國工程物理研究院 電子工程研究所，四川 綿陽 621900）

0 引 言

近年來，無線通信技術迅速發(fā)展，通信頻率逐漸升高至毫米波頻段，加上信號調(diào)制方式的進步，對功率放大器的線性度提出了更高的要求。為了滿足要求，功放線性化技術應運而生，常見的線性化技術包括功率回退、前饋、負反饋以及預失真技術等[1-7]。

前饋技術的電路結構復雜，系統(tǒng)效率低下，適用頻段低，負反饋除了與前饋技術有相同的缺點外，還具有帶寬窄的局限。相比之下，預失真技術的電路結構簡單，穩(wěn)定性高，近年來在行業(yè)中得到了很好的發(fā)展與應用，按照處理射頻輸入信號的方式，預失真技術可分為數(shù)字和模擬兩種，其中模擬預失真技術直接處理已調(diào)制射頻信號，核心器件為產(chǎn)生非線性補償量的肖特基二極管，該技術在不但結構簡單、性能穩(wěn)定，而且具有工作頻帶寬、易于集成與工程實現(xiàn)等優(yōu)點，適用于毫米波頻段下的射頻電路設計[8]。本文使用ADS 2020軟件針對經(jīng)典反射式模擬預失真電路進行優(yōu)化改進，并用ANSYS對其無源結構進行建模仿真，驗證新型模擬預失真電路的幅度擴張與相位壓縮效果。

1 模擬預失真器技術原理

預失真技術的原理是在功率放大器的前端設置預失真單元，該單元在射頻信號輸入時產(chǎn)生一個非線性的預失真信號，由于預失真單元與功率放大器的非線性特性相反，該信號能夠與功率放大器自身產(chǎn)生的非線性信號互補，減小功率放大器射頻輸出信號中的非線性分量[9]。圖1所示為預失真系統(tǒng)及原理。

圖1 預失真系統(tǒng)及原理

模擬預失真電路的核心器件是肖特基二極管。肖特基二極管是利用特定工藝使得半導體表面蒸發(fā)出金屬膜，在金屬和半導體的接觸面結構上形成金屬-半導體結，以多數(shù)載流子的物理運動過程為原理來實現(xiàn)性能的非線性半導體器件。由于肖特基二極管不會發(fā)生電荷短缺現(xiàn)象，故也稱其為多子器件[10]。對于肖特基二極管的伏安特性，可列出方程：

式中，?=q/nkT，?近似等于1/25 mV；q是電子電荷；k是玻爾茲曼常數(shù)；T為溫度；n為理想因子。圖2所示為肖特基二極管的小信號等效電路和伏安特性曲線，可以看出肖特基二極管電阻特性呈現(xiàn)出的非線性，即只需提供微小的偏置電壓，就可以產(chǎn)生很大的非線性，并且伴隨產(chǎn)生大量的高次諧波分量，可用來平衡功率放大器的非線性失真，這種性能表現(xiàn)決定了其可以用作模擬預失真電路中產(chǎn)生非線性信號的部分。另外，肖特基二極管在毫米波頻段的頻率響應特性良好，工作動態(tài)范圍大，開關轉換速度快，適用于毫米波頻段下的射頻電路設計。

圖2 肖特基二極管小信號等效電路及伏安特性曲線

2 模擬預失真器電路結構

圖3所示為經(jīng)典反射式模擬預失真器的電路結構，整體電路由肖特基二極管搭配90°電橋構成，射頻信號經(jīng)過隔直電容由耦合器輸入端輸入，由電橋分為兩路分別輸出至肖特基二極管產(chǎn)生非線性預失真信號，經(jīng)由無源傳輸線-末端電阻結構反射，預失真信號最終到達電橋的隔離端口完成輸出。反射式模擬預失真器的缺點是難以保證傳輸線-電阻結構間合適的阻抗匹配，并且在毫米波頻段下，實物裝配時任意的微小偏差都會對模擬預失真器的性能產(chǎn)生影響。此外，毫米波頻段下的電路對射頻通路中的電阻也有更高的要求，需要使用質(zhì)量更高的薄膜電阻才能滿足。最后，產(chǎn)品設計與實物裝配時也需要準確調(diào)節(jié)肖特基二極管與金屬接地孔之間的距離，以保證線性化器的工作帶寬不會受到影響[11]。

圖3 經(jīng)典反射式模擬預失真電路

為了解決上述問題，在經(jīng)典反射式模擬預失真器的電路結構基礎上進行改進，得到新型模擬預失真線性化器，電路結構如圖4所示。無源結構均使用微帶線進行設計，包括隔直電容、90°電橋、偏置高阻線、射頻接地線以及λ/4開路線。模擬預失真線性化器的輸入輸出端口上設置有隔直電容，其作用是保證直流電源不會對線性化器前后的射頻器件產(chǎn)生影響。在毫米波頻段下，射頻電路中使用貼片電容會帶來不可忽視的誤差，故本文使用微帶線耦合形成的交指電容來實現(xiàn)隔直作用。新結構取消了傳輸線-電阻結構的接地方式，避免了該結構在阻抗不匹配或裝配不當時帶來的性能影響，接地轉采用射頻與直流隔離的方式，既改善了接地效果，也避免了二極管經(jīng)由金屬化過孔進行接地時伴隨的寄生效應。新結構對肖特基二極管分別供電，可獨立調(diào)節(jié)肖特基二極管的偏置狀態(tài)。

圖4 新型反射式模擬預失真電路

以往的設計中，肖特基二極管可等效為電納與電導的并聯(lián)[12]，如圖5所示。

圖5 肖特基二極管等效電路

由于90°電橋的存在，線性化器電路整體結構具有對稱性，可將其看作為具有單輸入輸出端口的二端口網(wǎng)絡，其正向傳輸系數(shù)可表示為：

由上述表達式可知，線性化器的正向傳輸系數(shù)S21可由D點反射系數(shù)ΓD決定。由于結構對稱，選取任意一條肖特基二極管支路分析其原理，支路可等效為如圖6所示結構。

圖6 非線性支路等效電路

由等效電路可以得知，D點的反射系數(shù)表達式為：

其相位與幅度表達式分別為：

3 軟件仿真及結果

使用ADS 2020電路仿真軟件進行設計，設計目標為中心頻率30 GHz處增益擴張量≥10 dB，相位壓縮量≥30°。在肖特基二極管的選材上，考慮到肖特基二極管的非線性主要受可變電導和結電容的影響，以及封裝帶來的寄生效應影響，電路選用MA-COM公司生產(chǎn)的MA4E-2037型號無封裝肖特基二極管作為非線性產(chǎn)生的核心器件，在仿真時建立該型號二極管的Spice模型并帶入電路。在介質(zhì)基板的選材上，考慮到線性化器工作在毫米波頻段，電路選用0.254 mm厚度的RT5880基板進行設計。電路仿真原理圖如圖7所示。電路由兩個肖特基二極管、一個并聯(lián)電容、兩個偏置電阻以及無源結構組成，通過改變偏置電壓、偏置電阻可以改變肖特基二極管的狀態(tài)，從而獲取需要的非線性補償特性。

圖7 原理仿真電路圖

在電路原理圖仿真的基礎上，用ANSYS電磁仿真軟件建立各無源結構模型，由于無源結構之間的連接可能導致仿真偏差，將原理圖中的無源結構按照與肖特基二極管的連接關系分為兩部分，分別在ANSYS中建立整體模型，并帶回ADS2020進行聯(lián)合仿真，聯(lián)合仿真電路圖如圖8所示。

圖8 聯(lián)合仿真電路圖

頻率為30 GHz，輸入功率在-50～20 dBm變化范圍內(nèi)，并聯(lián)電容為10 pF，偏置電阻均為50 Ω且微帶長度為1.63 mm時，設定偏置電壓初始值為0.5 V，調(diào)節(jié)區(qū)間為0.1～1.0 V，對其進行掃描，線性化電路的預失真特性隨偏置電壓變化如圖9所示，增益擴張效果的范圍為2～20 dBm，相位壓縮效果的范圍為15°～60°。當偏置電壓增大，幅度與相位隨輸入增大的變化幅度減小，偏置電壓為1.0 V時，幅度與相位幾乎不變，可根據(jù)功放所需的補償程度來動態(tài)調(diào)節(jié)偏置電壓，以獲取相應的非線性特性。

圖9 偏置電壓掃描時預失真特性

在上述條件下固定偏置電壓為0.5 V，設定頻率中心值為30 GHz，調(diào)節(jié)區(qū)間為29～31 GHz，對其進行掃描，線性化電路的幅度補償與相位壓縮效果隨偏置電壓變化如圖10所示，由幅度補償曲線的離散性可以看出，線性化器在29～31 GHz內(nèi)的幅度補償效果較為均衡，在工作帶寬內(nèi)的性能良好。

圖10 29～31GHz內(nèi)預失真特性

根據(jù)仿真得到的相關參數(shù)，設定偏置電壓為0.4 V，此時線性化器的非線性補償區(qū)間平緩且幅度較大。線性化器補仿真結果如圖11所示，在頻率為30 GHz處，輸入功率范圍-50～20 dBm，偏置電阻為50 Ω，增益補償為18 dB，相位壓縮為60°。

圖11 預失真器仿真結果

4 結 論

本文利用并聯(lián)肖特基二極管產(chǎn)生非線性補償量，設計新型反射式模擬預失真線性化器。通過改變肖特基二極管的偏置狀態(tài)，調(diào)節(jié)整體電路的非線性程度，進而得到可準確補償功放的非線性特性。經(jīng)ADS2020軟件的原理仿真以及聯(lián)合仿真驗證的結果表明，頻率為30 GHz時，該線性化器設計可獲得20 dB的增益擴張和60°的相位壓縮，電路結構簡單且補償效果較好。