單相H6橋并網(wǎng)逆變器復(fù)合控制策略研究

李黨盈，常亞婷

（西安迅湃快速充電技術(shù)有限公司，陜西 西安 710075）

0 引 言

單相光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)簡單、成本低且供電方便，適合應(yīng)用在光伏發(fā)電一體化建筑、家用屋頂光伏發(fā)電以及戶用儲能等小功率場合[1]。在拓?fù)潆娐返倪x擇上，H6橋逆變器相比傳統(tǒng)的H4橋逆變器增加了兩個全控型器件及反并聯(lián)二極管，在電感的續(xù)流階段將交流電網(wǎng)與直流電壓分離，從而有效抑制了漏電流的產(chǎn)生，并具有較高的變換效率[2]。

單相逆變器并網(wǎng)電流環(huán)可直接以交流信號進(jìn)行給定和反饋，其控制器通常為PI（比例-積分控制器）或PR（比例-諧振控制器）。這兩類控制器由于增益或帶寬的限制，對于單相逆變器自身功率波動產(chǎn)生的三次諧波，或電網(wǎng)諧波電壓引起的高次諧波電流，其抑制能力有限[3]。

為克服PI控制器對交流信號增益有限的問題，通過將交流信號延時半個周期，構(gòu)造虛擬正交相，再經(jīng)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，使單相交流電流變換為直流量，使用PI控制器即可實(shí)現(xiàn)無靜差控制。同時引入基于內(nèi)模原理的重復(fù)控制系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)對整數(shù)倍工頻電流漸進(jìn)跟蹤和抑制[4]。搭建了仿真和實(shí)驗(yàn)平臺，對所設(shè)計的電流復(fù)合控制系統(tǒng)進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)研究，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，復(fù)合控制器應(yīng)用在單相H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變控制系統(tǒng)中能夠顯著降低并網(wǎng)電流諧波，提升電能質(zhì)量。

1 單相H6橋拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

圖1所示為H6橋逆變主電路拓?fù)洌绷麟娫碪dc（光伏板或蓄電池）、3個功率器件S1～S6組成的逆變橋以及電感和電容組成的LC濾波電路3個主要部分。拓?fù)涫菃蜗嗳珮螂娐返母倪M(jìn)型拓?fù)洌ㄟ^在交流側(cè)增加兩個開關(guān)管，組成雙向續(xù)流支路，使得在續(xù)流時刻，交流回路與直流側(cè)斷開，從而增強(qiáng)了該拓?fù)湟种乒材ｋ娏鞯哪芰Γ岣吡穗娔艿淖儞Q效率。

圖1 H6橋逆變器主電路拓?fù)?/p>

電壓參考及驅(qū)動時序如圖2所示。圖2（a）為調(diào)制電壓，vp為調(diào)制電壓的峰值。在調(diào)制電壓的正半周，S2和S3關(guān)斷，S6導(dǎo)通，S1、S4以及S5以開關(guān)頻率交替互補(bǔ)導(dǎo)通，輸出正母線電平和0電平；在調(diào)制電壓負(fù)半周，S1和S4關(guān)斷，S5導(dǎo)通，S2、S3以及S6以開關(guān)頻率交替互補(bǔ)導(dǎo)通，輸出負(fù)母線電平和0電平。以上開關(guān)管的驅(qū)動信號如圖2（b）～圖2（e）所示。根據(jù)以上分析，當(dāng)S1、S4（正半周）或S2、S3（負(fù)半周）關(guān)斷時，S5、S6導(dǎo)通，橋臂輸出0電平，可在任意功率因數(shù)條件下，為電流提供雙向續(xù)流回路。

圖2 電壓參考及驅(qū)動信號時序

H6橋拓?fù)湓谄溥\(yùn)行過程中，輸出線路上的共模電壓UCM基本維持在Udc/2的水平，高頻成分含量較低，設(shè)備的漏電流可得到有效抑制[5]。

2 單相逆變器的控制系統(tǒng)

2.1 單相系統(tǒng)的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系控制

通過相位延時，可構(gòu)造出單相信號的虛擬正交相，然后經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)為直流量。使用PI控制器，可對基波信號實(shí)現(xiàn)無靜差控制。本文采用的一階全通濾波器，在其截止頻率處的相位延時為90°，所通過的信號幅值增益為1，結(jié)構(gòu)簡單且易于實(shí)現(xiàn)，適合用于正交相的構(gòu)造。一階全通濾波器的傳遞函數(shù)為：

對正交信號進(jìn)行兩相靜止的α-β坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)d-q變換。變換公式為：

其反變換公式為：

式（2）和式（3）中的角度θ為電網(wǎng)電壓相位角，通過軟件鎖相環(huán)（Software Phase Locked Loop，SPLL）對電網(wǎng)電壓相位的計算得到。模擬三相系統(tǒng)的單相電壓鎖相環(huán)如圖3所示，軟件鎖相環(huán)更深入的原理分析，可參閱文獻(xiàn)[6]和文獻(xiàn)[7]。

圖3 單相鎖相環(huán)原理

2.2 電流重復(fù)控制

重復(fù)控制在許多具有周期性質(zhì)系統(tǒng)的高精度控制中已經(jīng)證明是一種十分有效的方法。重復(fù)控制器的傳遞函數(shù)形式為：

重復(fù)控制的頻率為fc=1/L。離散化的重復(fù)控制結(jié)構(gòu)如圖4（a）所示。額定頻率為50 Hz，重復(fù)控制器波特圖如圖4（b）所示。由圖4（b）可見，在控制頻率及其整數(shù)倍處，其增益非常大，但相位滯后為0，控制特性非常理想，表明重復(fù)控制可以消除各次諧波。

圖4 重復(fù)控制器結(jié)構(gòu)及波特圖

圖4（a）中，e為給定和反饋之間的控制誤差，N表示在一個重復(fù)周期內(nèi)，控制系統(tǒng)的采樣次數(shù)。C(z)是補(bǔ)償器，可用于補(bǔ)償數(shù)字信號采樣的相位延遲和幅值衰減。C(z)可取為：

式中，Kr為重復(fù)控制系統(tǒng)的開環(huán)增益。

為了增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性，需要在重復(fù)控制器上串聯(lián)低通濾波器Q(z)來優(yōu)化整個頻域的性能[8]。為簡化濾波器的實(shí)現(xiàn)，Q(z)通常取小于1的常數(shù)。重復(fù)控制器的離散傳遞函數(shù)為：

若取Q(z)=0.95，相應(yīng)的重復(fù)控制系統(tǒng)差分方程為：

直接使用式（7）的差分方程，需要兩個長度為N的數(shù)組分別保存輸出量ur和誤差量e。為了節(jié)約存儲空間，離散控制結(jié)構(gòu)可分兩步實(shí)現(xiàn)。首先計算中間變量u的值：

式（8）中，僅需存儲中間量u，輸入誤差量使用當(dāng)前一拍的輸入即可，無需對其進(jìn)行存儲。最后計算的控制輸出方程為：

3 仿真與實(shí)驗(yàn)研究

所仿真和實(shí)驗(yàn)的復(fù)合控制系統(tǒng)如圖5所示，為控制器的有功電流給定，通常來自于直流電壓控制器或并網(wǎng)功率指令。為了使逆變器單位功率因數(shù)運(yùn)行，無功電流給定設(shè)為0。逆變器輸出電流iL通過構(gòu)造虛擬正交相和坐標(biāo)變換，轉(zhuǎn)換成直流型的有功和無功反饋信號id、iq。電流誤差經(jīng)過PI和RC組成的復(fù)合控制器的調(diào)節(jié)，其輸出為調(diào)制電壓，該電壓通過PWM調(diào)制和逆變器主電路的功率放大，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流的控制。

圖5 單相逆變器電流環(huán)復(fù)合控制系統(tǒng)

3.1 仿真分析

為驗(yàn)證理論分析，使用MATLAB/Simulink對單相H6型拓?fù)淠孀兤鞯膹?fù)合控制系統(tǒng)進(jìn)行建模和仿真研究。仿真所用逆變器的額定功率為Prated=3.6 kW，額定電流Irated=16 A，直流母線電壓Udc=400 V，開關(guān)頻率與中斷控制頻率為fs=16 kHz，濾波電感L=450 μH，交流濾波電容C=27 μF。仿真的電網(wǎng)電壓有效值Urated=220 V，電網(wǎng)頻率為frated=50 Hz。

分別在理想電網(wǎng)和電網(wǎng)含諧波時對比PI控制和復(fù)合控制下的控制效果。向電網(wǎng)電壓中加入基波幅值10%的5次諧波電壓來實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)含諧波的情況。并網(wǎng)電流給定設(shè)為逆變器額定值。理想電網(wǎng)下，PI控制仿真結(jié)果如圖6所示，復(fù)合控制仿真結(jié)果如圖7所示。對比圖6（b）和圖7（b）可知，采用復(fù)合控制器的電流諧波相比PI控制器有明顯改善，兩種控制方式的電流諧波均滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)[9]。

圖6 理想電網(wǎng)下PI控制仿真結(jié)果

圖7 理想電網(wǎng)下復(fù)合控制仿真結(jié)果

圖8為電網(wǎng)諧波條件下PI控制仿真結(jié)果，圖9為復(fù)合控制仿真結(jié)果。對比圖8（b）和圖9（b）可知，當(dāng)電網(wǎng)電壓含有諧波時，采用PI控制器的并網(wǎng)電流諧波畸變率THD＞5%，不滿足并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，使用復(fù)合控制器的控制效果明顯好于單一PI控制器，其諧波畸變率僅為3.39%，各次諧波含有率均有顯著下降。

圖8 電網(wǎng)諧波條件下PI控制仿真結(jié)果

圖9 電網(wǎng)諧波條件下復(fù)合控制仿真結(jié)果

3.2 實(shí)驗(yàn)研究

實(shí)驗(yàn)所采用的樣機(jī)硬件參數(shù)和電網(wǎng)參數(shù)與仿真一致。理想電網(wǎng)電壓條件下，使用PI控制策略的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10所示。圖10（a）為單一PI控制器的并網(wǎng)電流波形，實(shí)驗(yàn)波形與仿真效果基本一致，由圖10（b）并網(wǎng)電流的諧波分布可見，電流的三次諧波含量較高，接近3%。圖11為復(fù)合控制器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，通過其電流諧波分布圖11（b）可知，總諧波畸變率THD降為2.83%，且三次諧波含量降低至1%左右。綜合以上分析可知，復(fù)合控制器可有效降低并網(wǎng)電流諧波，提高電能質(zhì)量。

圖10 PI控制器實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖11 復(fù)合控制器實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4 結(jié) 論

電流環(huán)PI控制由于帶寬的限制，在應(yīng)對因電網(wǎng)電壓畸變或單相逆變器功率波動引起的并網(wǎng)電流高次諧波方面性能欠佳。通過相位延時構(gòu)建虛擬正交相，將單相H6橋逆變器的交流電流經(jīng)同步旋轉(zhuǎn)變換，可按照直流量進(jìn)行無靜差控制。仿真和實(shí)驗(yàn)研究結(jié)果表明，PI與重復(fù)控制組成的復(fù)合控制策略可有效抑制電網(wǎng)畸變和功率波動導(dǎo)致的電流諧波，顯著提升電能質(zhì)量。