新型斜率補償電流峰值控制Y 型拓撲開關電源

鄒錦浪，張黎明，謝霞明，韓業華，楊肖鋒

（1.上海空間電源研究所，上海 200245；2.中國科學院微小衛星創新研究院，上海 201203）

衛星電源系統是衛星的能源心臟，一次電源部分則是衛星電源系統的核心，它為星上的電氣設備提供能量，并保護電源系統[1-3]。PCU 起著在太陽能電池陣、蓄電池與配電單元均衡輸送電能的作用,從而使母線電壓保持恒定,為衛星上的電氣設備提供能量[4]。在太陽能光照不充足的情況下,放電調節器(Battery Discharge Regulator,BDR)通過對蓄電池放電維持母線電壓平衡，高效能的BDR 是電源系統的重要組成[5-6]。

文中提出的新型Y 型拓撲電源不存在磁芯不平衡的問題，其控制方式簡單、動態性能好、轉換效率高，因而非常適用于蓄電池放電場合。

1 Y型拓撲結構介紹

圖1 為Y 型拓撲原理圖，其連接在輸入電源Vin與負載端Rload之間，各符號分別表示為變壓器T1，電感L1，MOS 管Q1、Q2，續流二極管D1、D2，電容Cout，負載Rload。變壓器繞組與L1相接，其異名端和同名端分別接至MOS 管Q1、Q2的漏極，二極管D1、D2的陽極分別連接至MOS 管Q1、Q2的漏極。

圖1 Y型拓撲原理圖

狀態1:當Q1、D1導通，Q2、D2關斷。輸入電流iL流過兩條支路，一條支路是通過變壓器T 原邊NP和MOS 管Q1的電流iQ1，另一條支路是通過變壓器T 副邊NS和續流二極管D1的電流iD1，其中，由于變壓器原副邊匝數比NP:NS=1:1，所以，此時輸入電流[iL]ON=2[iout]ON，VCT=VOUT/2；電感L兩端的電壓為：

電感電流上升斜率為：

由式（2）可得：

狀態2：當Q1、Q2關斷，D1、D2導通。此時輸入電流il同樣由兩部分組成：一部分是通過變壓器T 原邊NP和續流二極管D2的電流iD2，另一部分是通過變壓器T 副邊NS和續流二極管D1的電流iD1（變壓器原副邊作為導線續流），此時VCT=VOUT。電感L兩端的電壓為：

電感電流上升斜率為：

由式（5）可得：

狀態3：當Q2、D2導通，Q1、D1關斷。電路狀態與狀態1 相似，故不在此贅述。

穩態時，電流iout導通時的上升率與關斷時的下降率相等，將D定義為：

其中，Tswitch是開關管開關周期的一半。由狀態分析可知：

可得：

其仿真波形如圖2 所示，實際波形如圖3 所示。

圖3 Y拓撲變壓器原邊實際波形

圖2 各點仿真波形

2 系統設計

系統設計框圖如圖4 所示，直流輸入VIN通過由電阻和電容構成的聯阻尼濾波器，使得輸入電壓更加穩定。輸出電壓VOUT的電壓反饋外環和互感器檢測的開關管電流內環，形成雙閉環控制。UC1846電流控制模式下，輸出的兩路PWM 波相差180°，其占空比由誤差信號與鋸齒波比較確定[7-8]。這種雙環反饋具有動態響應快，增益帶寬大，抑制偏磁現象等優點，同時電路具有輸出電流保護、輸入欠壓保護功能[9]。

圖4 系統原理框圖

2.1 濾波器的設計

輸入濾波有兩個功能[10-11]：1）阻止電源產生的電磁干擾其他設備；2）防止其余信號干擾電源。

并聯阻尼濾波器如圖5 所示，Rd與Cd串聯后再與電容C并聯，以此抑制輸入的直流成分阻止Rd功耗，并且降低在諧振時的輸出阻抗。

圖5 并聯阻尼濾波器

諧振時，Cd阻抗應小于Rd，大于C，設計濾波器參數時,輸出阻抗在整個頻段內應低于電路的閉環輸入阻抗,變換器的穩定性才不會受影響。圖6 為并聯阻尼濾波器的Bode 圖。

圖6 濾波器頻率阻抗曲線

Bode 圖表明濾波器的截止頻率約為6 kHz，選擇較小的濾波參數可使濾波器的諧振峰值非常小，如圖7 所示，避免不良的輸入濾波器阻尼因數對系統的總體性能帶來負面影響，使控制系統具有良好的穩定性[12]。

圖7 并聯阻尼濾波器伯德圖

2.2 主電路設計

Y 型拓撲參數指標如下：輸入電壓Vin=21～27 V，開關頻率f=100 kHz，輸出電壓Vout=29.5 V，輸出功率P為500 W，效率達94%以上，占空比小于0.5，由此進行主電路參數設計。

2.2.1 電感計算

根據電感電壓公式可知：

代入式（9），得：

取

根據α與D的數學關系式，當占空比D=0.58 時，α=0.086 取得最大值，實際電感計算需要使輸出電流紋波率小于10%。因此，根據式（11）當占空比D的范圍為0.258～0.731 時，輸出電流紋波率按10%代入，得Δiout=0.2Ion=3.42A；f=100 kHz；計算出L≈7.34 μH。

2.2.2 變壓器

當Q1或Q2管導通時，抽頭中心點電壓為：

取VCT為最低輸入電壓Vin的0.75，可得NP:NS=1.17；當Q1、Q2關斷時，要使變壓器的原副邊輸出電流對稱，故取NP:NS=1。

選擇磁心時，考慮其損耗隨頻率和峰值磁通密度的變化。因為鐵氧體具有很高的電阻率，產生的渦流損耗低，故文中討論的變壓器采用MXO-2000鐵氧體磁心，尺寸為31 mm×18 mm×7 mm。

一般的推挽電路經常出現變壓器的偏磁問題[13-14]，但此Y 型拓撲并沒有偏磁問題，因為耦合電感的一次繞組阻抗很大，當變壓器磁心趨于飽和時，變壓器繞組端電壓下降，伏秒面積減小，磁心難以進一步飽和，同時前端存在輸入電感L，可以在一定程度上抑制偏磁問題。

如圖8 所示，偏磁測試時在Q1管與變壓器T 的b端之間人為加入一個二極管1 V 壓降，由圖9 可知輸入電感L的電流在一個周期達到平衡狀態，同時Q1、Q2流過的電流差并不隨著負載電流的增加而變大。雖然Y 型拓撲可用三角波控制，但此時功率器件的電流定額略大，所以文章采用峰值電流控制方法[15]。

圖9 變壓器偏磁測試波形

圖8 偏磁測試

2.3 峰值采樣電路

通常電流傳感器的采樣電阻損耗與采樣電流大小成正相關[16-17]，該文采用電流互感器（匝數比K1=200：1）作為Y 型拓撲開關管Q1、Q2的電流傳感器，大大降低了因電流采樣而產生的功耗，提高了Y 型拓撲的效率，圖10 為峰值電流控制電路圖。

圖10 峰值電流控制電路圖

時鐘脈沖的正斜率斜坡電壓從芯片UC1846 的定時電容Ct的正端取得，電壓為：

根據VC1846 手冊，ΔV=1.8 V，Δt=0.4RtCt。電壓V1的一部分疊加在Vi上進行斜率補償，選擇適當的R4、R7使該電壓斜率等于采樣電流的斜率K2，其中：

由以上分析可知：

文中采用BJT 射極跟隨器作為斜率補償隔離，故斜率補償電路并不改變電路的工作頻率，由于電流采樣信號中串入由R3和C2組成的RC濾波電路，故R4和R7應選擇足夠大以減少R3對斜率的影響。

3 實驗結果

根據上述理論設計，搭建實驗平臺驗證峰值控制Y 型拓撲開關電源的各項功能。

圖11 為負載電流以100 Hz 的頻率在1 A 與10 A之間跳變時,開關管驅動波形VQ1GS、母線電壓脈動波形ΔVout、負載電流iload和開關管電流iQ1的波形,負載跳變時，母線電壓脈動最大值為1.24 V,恢復穩態的時間小于1.2 ms，由此可見系統具有優異的動態響應性能。此時峰值電流的控制參數為R2=20 Ω,R4=1.8 kΩ,R7=2.2 kΩ,R3=56 Ω,C2=470 pF,在各種不同輸入輸出條件下，效率曲線如圖12 所示。

圖11 輸出動態響應波形圖

圖12 效率與負載電流曲線圖

圖12 為該拓撲電路的效率曲線，由圖可知，在全范圍工況內，效率均高于93%，最高為97.77%，整體效率隨著負載的增大，先增大后減小。

4 結論

該文提出了一種基于UC1846 的新型峰值電流控制Y 型拓撲開關電源，重點就其磁偏和效率問題進行了仿真設計，并搭建了一臺400 W 實驗樣機，結果表明該電路輸入輸出電流連續，動態特性好，轉換效率高，開關管應力小，說明該設計方法可行有效；根據效率曲線，得出該電路整體效率很高，在衛星的升壓電路上有很大的發展空間。