低壓配電網中的新型功率變換器

樓航船，鄧少立，劉潤鵬

（1.華南理工大學電力學院，廣東廣州 510640；2.易事特集團股份有限公司，廣東東莞 523808）

近年來，儲能系統被廣泛應用于低壓直流配電網中，以補償發電與用電之間的功率不平衡。雙向DC-DC 變換器作為高壓直流母線與儲能元件之間的交互接口是儲能系統所必需的[1-5]。其中，隔離雙向DC-DC 變換器因其電壓轉換增益可通過變壓器的匝比實現靈活調節的優點，所以成為當前研究的熱點。但其泄漏電感和寄生電容的存在，功率器件會產生電壓或電流尖峰[6]。

在隔離雙向DC-DC 變換器中，電壓型雙向全橋隔離DC-DC 變換器因其高功率密度、零電壓開通(ZVS)、級聯或并聯模塊方便等優點而受到越來越多的關注[7-8]。但電壓型結構因其電流紋波較大，儲能系統壽命大大降低的缺點，在儲能系統中并不適用[9]。研究人員又提出了一系列電流型雙向全橋隔離DC-DC 變換器的模型[10-11]。另外，研究人員在電流型結構中引入了多相交錯技術，進一步減小了儲能側的電流紋波和濾波器的尺寸[12-13]。然而，隨著電源開關和控制變量數目的增加，控制策略變得更加復雜。

針對低壓直流配電網中的儲能系統，文中提出了一種采用雙等寬PWM 加移相控制的新型雙向DC-DC 變換器。該拓撲結構采用了電流倍壓器和電壓倍壓器這兩個倍壓單元，即使變壓器的匝比不高，也能獲得高電壓增益，并在低壓側采用電流型結構交錯輸入的方式，減小了電流紋波。同時，該變換器采用雙等寬PWM 加移相控制，實現了電壓匹配與雙向功率流動之間的解耦。因此，該控制結構簡單，易于實現。

1 工作原理與性能分析

該變換器的電路圖如圖1 所示。在低壓側，輸入側電感L1和L2相同，可等價為兩個恒定的電流源；Cc是鉗位電容；Lr為低壓側的等效電感。在高壓側，采用T 型三電平橋臂，Lm是等效勵磁電感；Cu和Cd是鉗位電容。變壓器一次側電壓用uab表示，二次側電壓用ucd表示。Boost 模式被定義為功率從低壓側流向高壓側，反之則為Buck 模式。

圖1 所提出變換器的電路圖

1.1 工作原理

D代表低壓側開關管Q1（或Q2）的占空比。Q1管的驅動信號滯后Q2管180°，并且Q1、Q2的驅動信號分別與Q1a、Q2a互補。S3（或S4）的占空比與Q1（或Q2）的占空比相同。S3的驅動信號也滯后于S4180°，并且S3和S4的驅動信號分別與S1和S2互補。φ代表一次側電壓uab和二次側電壓ucd之間的移相角。

當低壓側輸入電壓V1變化時，通過調節占空比D，可以實現變壓器高低壓側電壓匹配Vo=nV2/2，有效減少了環流，提高了變換器的效率。功率P隨占空比D和移相角φ的改變而改變。當0 ＜φ＜2π(D-0.5)時，穩態下的驅動信號、變壓器原邊電壓uab、副邊電壓ucd、漏感電流iLr和勵磁電感電流iLm的工作波形圖如圖2 所示。

圖2 0 ＜φ ＜2π(D-0.5)時工作波形圖

其半個周期的工作狀態的具體分析如下：

模態一（在θ0之前）：Q1、Q2a、S2、S3導通，由于實現了高低壓側的電壓匹配，因此iLr的斜率為0，并且功率從低壓側流向高壓側。

模態二（θ0-θ1）：在θ0時，Q2a關斷，iLr和iL2的電流之和給Q2a的結電容C2a充電，同時給Q2的結電容C2放電，直到C2放電至0，Q2的體二極管D2導通。

模態三（θ1-θ2）：在θ1時，Q2實現了零電壓導通，uab和ucd電壓分別為0 和-V2/2。因此，電感Lr上所加電壓為nV2/2。

模態四（θ2-θ3）：在θ2時，S2關斷，iLm和niLr的電流之差給S2的結電容Cs2充電，同時給S4的結電容Cs4放電，直到Cs4放電至0，S4的體二極管Ds4導通。

模態五（θ3-θ4）：在θ3時，S4實現了零電壓導通。uab和ucd的電壓都為0。因此，uLr和iLr都等于0。

模態六（θ4-θ5）：在θ4時，Q1關斷，iL1和iLr的電流之差給Q1a的結電容C1a充電，同時給Q1的結電容C1放電，直到C1放電至0，Q1a的體二極管D1a導通。

模態七（θ5-θ6）：在θ5時，Q1a實現零電壓導通，uab和ucd的電壓分別為Vc和0。因此，vLr等于Vc。

模態八（θ6-θ7）：在θ6時，S3關斷，iLm和iLr的電流之和給S3的結電容Cs3充電，S1的結電容Cs1放電，直到Cs1放電至0，S1的體二極管Ds1導通。

模態九（θ7-θ8）：在θ7時，S1實現了零電壓導通，開始iQ1a從源極流向漏極，但是當iL1=iLr之后，電流iQ1a反向流動。在此狀態，能量始終從低壓側流向高壓側，uLr為0。

模態十（θ8-θ9）：在θ8時，Q1a關斷，iL1和iLr的電流之和給Q1a的結電容C1a充電，同時給Q1的結電容C1放電，直到C1放電至0，Q1的體二極管D1導通。

1.2 控制框圖

因其工作狀態是對稱的，故只分析了半個周期，其余的狀態與此類似。圖3 給出了功率P與占空比D、移相角φ的關系。通過調節占空D可以實現V1和V2之間的電壓匹配。利用PI 調節器調節移相角φ可以實現對傳輸功率的控制。因此，電壓匹配和功率傳輸控制是解耦的。圖4 為其控制框圖。

圖3 功率P與占空比D和移相角φ的關系

圖4 控制框圖

2 軟開關分析

參考文獻[14-16]對低壓側兩相交錯的半橋型雙向DC-DC 變換器的軟開關進行了詳細分析。因此，該節主要分析高壓側的軟開關。

開關管S1-S4在Boost 模式下的軟開關性能分析與Buck 模式下的相似。因此，兩種模式下的軟開關條件可以用相同的方法來分析。圖5 給出了以S1和S2為例進行分析的關鍵波形。根據其工作模式分析，通過iLm和iLr給結電容進行充放電來實現零電壓開通。因此，開關管S1-S4在Boost 和Buck 模式下的軟開關條件如式（1）所示：

式中，Tdz為死區時間，Coss為結電容容值。

如圖5 所示，S1導通前，勵磁電感電流iLm為最大值iLmmax，漏感電流iLr開始下降。根據式（1），開關管S1和S2在Boost 模式下的零電壓開通條件為：

圖5 S1-S4的波形

從式（2）可以看出，隨著移相角φ的減小，S1和S2的零電壓開通條件越來越難實現。當傳輸功率為0（移相角φ為0）時，零電壓開通最不易實現。因此，為了實現零電壓開通，Lm必須設計如下：

在式（3）中Lm的取值是與傳輸功率無關的。因此，S3和S4在Buck 模式下的零電壓開通條件與式（3）相同。最后，S1和S2在Buck 模式與S3和S4在Boost 模式下的零電壓開通條件也可以被推導為：

由式（3）、（4）可知，當Lm滿足式（4）時，Boost 和Buck 兩種模式下高壓側的零電壓開通條件均能自動保證。圖6 繪制了Lm最大值與V1、Tdz的關系，標明了零電壓開通的臨界范圍。

圖6 勵磁電感最大值與低壓側電壓V1和死區時間Tdz的關系

為了減小勵磁損耗，Lm在設計時應盡可能大一些。如圖6 所示，Lm隨著Tdz的升高而增大。然而，較長的死區時間使得開關管的體二極管導通時間更長。因此，勵磁電感選擇800 μH，死區時間設置為600 ns。

3 比較分析與實驗結果

表1 為所提出的變換器與文獻[17-19]中變換器的對比。根據控制變量之間的關系可以看出，只有所提出的變換器才能實現單獨控制電壓匹配和雙向功率流動。此外，具有電壓匹配控制功能的隔離雙向DC-DC 變換器比其他隔離雙向DC-DC 變換器具有電壓增益高、控制簡單、軟開關范圍廣、電流紋波小以及雙向對稱功率流的優點。因此，所提出變換器比其他方法更適合于低壓配電網中的儲能系統。

表1 不同類型變換器的性能比較

該文設計了一臺額定功率為700 W，開關頻率為50 kHz 的實驗樣機，實驗參數如表2 所示。為了測試不同占空比D下的性能，低壓側電壓V1設為40～60 V，高壓側電壓V2設為240 V。儲能側電感L1、L2為79 μH 時，Q1a、Q1、Q2a、Q2可以實現零電壓開通。根據以上分析，通過死區電路將Tdz設置為600 ns 左右，實驗中控制器采用TMS320F28335。

表2 實驗樣機中的主要參數

Boost 模式和Buck 模式下額定功率的實驗波形如圖7(a)～(c)、圖8(a)～(c)所示。uab和ucd分別為變壓器原、副邊電壓波形，iLr為漏感電流波形。從圖7、圖8中可以方便看出，當變壓器兩側電壓uab和ucd匹配時，漏感電流斜率為零，實現了電壓匹配。因此，變壓器兩側實現了電壓匹配，同時確保全部開關管均能實現零電壓開通。

圖7 Boost模式下實驗波形圖

圖8 Buck模式下實驗波形圖

Buck 模式下Q1a、Q1、S1和S3的軟開關實驗波形如圖9(a)～(d)所示。由于拓撲結構的對稱性，Q2a、Q2、S2和S4同樣可實現軟開關。根據圖9分析得出，所有開關管均可實現零電壓開通，實驗結果與理論分析吻合。

圖9 V1=50 V時Buck模式下軟開關實驗波形圖

4 結論

該文提出了一種應用于低壓配電網中采用雙等寬加移相控制的新型功率變換器。由于采用了兩個倍壓單元，即使變壓器的匝數比不高，也可獲得較高的電壓增益。通過解耦控制策略，實現對電壓匹配和功率流動控制的解耦。電壓匹配通過調節占空比實現，功率流動控制通過調節相移角實現。因此，大大降低了控制的復雜度。通過與其他功率變換器進行對比實驗，驗證了該變換器具有電流紋波小、電壓增益高、軟開關范圍廣、控制簡單等優點。最后，該文制作了一臺700 W 的實驗樣機，驗證了該文提出變換器及其控制策略的可行性，并且得出提出的拓撲結構和控制方法適合應用在低壓直流配電網中的儲能系統。