一種基于GaN器件的H5型光伏并網逆變器

蔣志林，楊安，姜巖峰

（江南大學電子工程系物聯網技術應用教育部工程研究中心，江蘇無錫，214122)

0 引言

隨著新能源產業的快速發展，近年來光伏發電產業的規模越來越大。分布式光伏發電遵循因地制宜、分散布局、就近利用的原則，具有環保安全的優點，是家庭式光伏發電系統的首選[1-3]。但通常光伏模塊輸出直流低壓，一般需通過DC-DC升壓到310 V-400 V后，再通過DC-AC的SPWM調制逆變為220 V正弦交流電[4-5]。

本文提出了一種關鍵開關使用GaN功率器件的H5型逆變器，作為兩級式微型光伏并網逆變器的后級，其拓撲與傳統帶交流旁路的全橋逆變結構類似。如表1所示，GaN功率器件與大功率絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)相比，其工作頻率更高，導通電阻Rds更小，輸出電容更小，上升下降延時也更小[6-7]。此外，GaN-FET不存在反并聯二極管，完全對稱的物理結構使其源漏可以對調，在合適的柵壓下能反向導通[8-10]。

傳統帶交流旁路的全橋逆變拓撲如圖1所示，其大多使用雙極性調制，逆變橋在工作時，同一橋臂的兩個逆變器件總是按相電壓脈沖系列的規律交替地導通和關斷[11-12]。傳統全橋拓撲在交流側增加了2個帶反向二極管的IGBT串聯形成雙向續流支路，使得橋臂4個開關都關斷時S5和S6交替導通。如圖2所示，本文拓撲以一個GaN功率器件代替A、B點間兩個IGBT及其自帶的反向二極管，使得續流回路與直流側隔開，既簡化了結構也抑制了輸出共模電流。在半個調制周期中，一側橋臂的兩個逆變開關中僅有一個開關按脈沖的規律工作，另一個完全截止，減少H橋整體的開關次數從而降低損耗。

圖1 傳統帶交流旁路的全橋逆變拓撲

圖2 基于GaN器件的H5型光伏并網逆變器

本文首先論述了新型拓撲的工作原理，然后進行了理論推導并仿真，得出的結果證明該拓撲具有優良特性。

1 工作原理分析

考慮死區時間，本文拓撲中受SPWM調制的各功率管的驅動脈沖波如圖3所示,與之對應的6種模式如圖4所示，其中前3種模式的調制波在正半周期，后3種模式的調制波在負半周期。該拓撲中H橋臂上開關管均不導通時，電感電流續流方式有2種:GaN導通時通過連接A、B點近似短接續流；處于GaN導通前后短暫的死區時通過H橋IGBT自帶的反向二極管續流（S1、S4為一組，S2、S3為另一組）：

圖3 本文拓撲的各功率管驅動波形

（1）模式1：如圖4(a)中[t0t1]段所示，在載波小于調制波時，開關管S1、S4導通，S2、S3及GaN關斷，并網電流途經S1、L1、低通濾波器、負載、L2、S4（圖中虛線部分）。此時VAO=VDC，VBO= 0，則橋臂瞬時輸出電壓VAB=(VAOVBO)/2=0.5VDC，共模電壓VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（2）模式2：如圖4(b)中[t1t2]和[t3t4]段所示，S1、S2、S3、S4均關斷，GaN開關在切換狀態的死區時間段內還未導通，并網電流途經L1、低通濾波器、負載、L2、S4和S2的反向二極管。此時VAO=0，VBO= VDC，則VAB=(VAOVBO)/2=-0.5VDC，共模電壓VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（3）模式 3：如圖 4(c)中 [t2t3]段所示，S1、S2、S3、S4均關斷，GaN導通，并網電流途經L1、低通濾波器、負載、L2、GaN。此時 VAO=0.5VDC，VBO= 0.5VDC，則VAB=(VAO-VBO)/2=0，共模電壓VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（4）模式4：如圖4(d)中[t5t6]段所示，在載波幅值小于調制波時， S2、S3導通，S1、S4和GaN關斷，并網電流途經S1、L1、低通濾波器、負載、L2、S4（圖中虛線部分）。此時VBO=VDC，VAO= 0，則橋臂瞬時輸出電壓VAB=(VAOVBO)/2=-0.5VDC，共模電壓VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（5）模式5：如圖4(e)中[t6t7]和[t8t9]段所示，S1、S2、S3、S4均關斷，GaN開關在切換狀態的死區時間段內還未導通，并網電流途經L1、低通濾波器、負載、L2、S4和S2的反向二極管。此時VAO=0，VBO= VDC，則VAB=(VAOVBO)/2=0.5VDC，共模電壓VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（6）模式 6：如圖 4(f)中 [t7t8]段所示，S1、S2、S3、S4均關斷，GaN反向導通，并網電流途經L1、低通濾波器、負載、L2、GaN。此時VAO=0.5VDC，VBO= 0.5VDC，則VAB=(VAO-VBO)/2=0，共模電壓VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

圖4 基于GaN的H5型逆變器的6種模式

綜合6種模式易得理論上該拓撲輸出的共模電壓維持在0.5VDC不變，從而能很好的抑制光伏逆變系統并網時共模電流的影響。

2 控制回路的設計

并網逆變器基于SPWM的電壓電流雙環控制策略[13-15]如圖5所示，其中外環為瞬態電壓反饋環，測量Vac的相位參數，通過PLL模塊得到的sinθ乘以光伏直流輸入電壓VDC與VREF相差而得的Im信號，生成電流內環基準Im·sinθ；內環為電流反饋環，采樣得濾波電感的電流瞬時值，其與電流基準相減產生的反饋信號輸入到控制芯片中。最后經控制芯片一系列處理后輸出相應的SPWM調制波與GaN驅動信號。

圖5 本文拓撲電壓電流雙環控制策略

該控制策略采用電感電流作為內環，可以限制輸出電流的大小，輸出短路時輸出電流也會被限定在安全的電流值，具有逆變器過載保護功能。

■2.1 控制參數的設計

忽略電路中濾波電感和電容的寄生電阻，結合控制策略得出控制框圖如圖6所示，其中直流母線電壓為VDC，負載阻抗為Rload，濾波電感為L=L1+L2，濾波電容為C2，內環電流檢測放大系數為K，外環電壓檢測系數分別為KDC與KAC，PWM環節等效增益為KPWM。電壓與給定參考信號相比較，得到的誤差信號經外環PI調節器，其輸出作為內環參考電流信號。

圖6 電網電壓前饋條件下本文拓撲控制框圖

忽略光伏電壓擾動的影響，電流內環的閉環傳遞函數為：

電壓內環的閉環傳遞函數為：

在公式（2）中代入GI(s)的值，假設電壓反饋系數KU=0.01，輸出負載Rload=150 Ω，輸出電容值C2=1 μF。可得系統轉折角頻率為1/RC=6666 rad/s，取PI環節的轉折角頻率為7850rad/s，穿越角頻率為15700rad/s，可得：

對(3)和(4)進行求解得KI=22042.8，KP=1.404。將以上的已知量代入公式(2)得系統整體的傳遞函數為：

■2.2 控制芯片和驅動芯片的選取及外圍電路設計

根據PI雙環控制原理設計出具體電路圖如圖7所示，選用質優價廉的EG002驅動板，該板以EG8010作為SPWM調制芯片（EG8010既可以雙極性調制也可以單極性調制），以兩個IR2110芯片作為H橋驅動（輸出S1、S2、S3、S4的驅動信號）。為了完成模式3與模式6，將S1和S2的驅動信號輸入或非門，生成的脈沖波經UCC27611加入死區時間后即可得GaN的驅動信號。

圖7 本文拓撲電路原理圖

■2.3 拓撲損耗分析

基于第一章電路工作模式對本文SPWM控制下的H5型逆變器進行損耗分析, 主要由三部分組成：

（1）四個高頻IGBT開關管損耗PlossH，可得PlossH=PonH+PcondH+PoffH,這3個量分別對應其開通損耗，通態損耗和關斷損耗，計算公式如下：

（2）GaN器件的損耗與四個IGBT管類似，不同的是其上升延時tr和下降延時tf都僅為IRF840的10%，且導通電阻RDS.on僅為IRF840的5.9%[16]。故理論上在續流支路中，GaN帶來的開關損耗會較傳統帶交流旁路的全橋逆變拓撲中2個IGBT減小90%左右。

（3）電感損耗PlossL是由磁芯損耗Pcore和線圈損耗PCU兩部分構成，由于磁芯損耗與磁通密度BAC呈函數關系[17]（查表即可通過BAC的值獲得磁芯損耗），即Pcore=f（BAC），而BAC計算公式如下：

式中N為線圈匝數，ΔI為輸出負載上的電流紋波，μr為相對磁導率，Lg為磁路長度。

綜上本文拓撲與傳統帶交流旁路的全橋逆變相比，在橋臂開關管損耗和電感損耗基本不變的情況下，極大的減小了續流環節的開關損耗。

3 Pspice仿真結果與分析

參照上節原理圖在orcad Pspice平臺搭建一個母線電壓為360V（考慮到IGBT和濾波電感上的寄生電阻會分擔一部分電壓）的微型并網逆變發電器的仿真模型，其關鍵參數如表2所示。

表2 仿真關鍵參數

分別對傳統帶交流旁路的H6型逆變器和本文基于GaN的H5型拓撲進行仿真得圖8，由于GaN導通電阻遠小于兩個反向并聯的IGBT管的，工頻周期內兩者VCM和ICM有波動的時間長短雖會不同，但共模電流變化范圍都在14mA以內，可知兩拓撲均可有效減小共模電流的影響。當輸出電壓穩定在220 V交流時，分別測量兩拓撲中流過直流電源電流的有效值，可算得傳統帶交流旁路的H6型逆變拓撲的能量效率為95.2%，而本文新型拓撲的能量效率可達96%，提高了0.8%。

圖8 兩種拓撲共模電壓電流仿真波形

4 結論

本文提出了一種基于GaN的H5型光伏并網逆變器，該逆變器充分利用了GaN的低阻與雙向導通特性，在降低共模電流的同時提高了能量效率。當開關頻率為100 kHz時，輸出功率可達500W，能量效率達到96%。該拓撲在兩級式微型光伏逆變并網系統中可作為后級，具有潛在的經濟價值。