一種基于GaN器件的H5型光伏并網(wǎng)逆變器

蔣志林，楊安，姜巖峰

（江南大學(xué)電子工程系物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)應(yīng)用教育部工程研究中心，江蘇無錫，214122)

0 引言

隨著新能源產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展，近年來光伏發(fā)電產(chǎn)業(yè)的規(guī)模越來越大。分布式光伏發(fā)電遵循因地制宜、分散布局、就近利用的原則，具有環(huán)保安全的優(yōu)點，是家庭式光伏發(fā)電系統(tǒng)的首選[1-3]。但通常光伏模塊輸出直流低壓，一般需通過DC-DC升壓到310 V-400 V后，再通過DC-AC的SPWM調(diào)制逆變?yōu)?20 V正弦交流電[4-5]。

本文提出了一種關(guān)鍵開關(guān)使用GaN功率器件的H5型逆變器，作為兩級式微型光伏并網(wǎng)逆變器的后級，其拓?fù)渑c傳統(tǒng)帶交流旁路的全橋逆變結(jié)構(gòu)類似。如表1所示，GaN功率器件與大功率絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)相比，其工作頻率更高，導(dǎo)通電阻Rds更小，輸出電容更小，上升下降延時也更小[6-7]。此外，GaN-FET不存在反并聯(lián)二極管，完全對稱的物理結(jié)構(gòu)使其源漏可以對調(diào)，在合適的柵壓下能反向?qū)╗8-10]。

傳統(tǒng)帶交流旁路的全橋逆變拓?fù)淙鐖D1所示，其大多使用雙極性調(diào)制，逆變橋在工作時，同一橋臂的兩個逆變器件總是按相電壓脈沖系列的規(guī)律交替地導(dǎo)通和關(guān)斷[11-12]。傳統(tǒng)全橋拓?fù)湓诮涣鱾?cè)增加了2個帶反向二極管的IGBT串聯(lián)形成雙向續(xù)流支路，使得橋臂4個開關(guān)都關(guān)斷時S5和S6交替導(dǎo)通。如圖2所示，本文拓?fù)湟砸粋€GaN功率器件代替A、B點間兩個IGBT及其自帶的反向二極管，使得續(xù)流回路與直流側(cè)隔開，既簡化了結(jié)構(gòu)也抑制了輸出共模電流。在半個調(diào)制周期中，一側(cè)橋臂的兩個逆變開關(guān)中僅有一個開關(guān)按脈沖的規(guī)律工作，另一個完全截止，減少H橋整體的開關(guān)次數(shù)從而降低損耗。

圖1 傳統(tǒng)帶交流旁路的全橋逆變拓?fù)?/p>

圖2 基于GaN器件的H5型光伏并網(wǎng)逆變器

本文首先論述了新型拓?fù)涞墓ぷ髟恚缓筮M(jìn)行了理論推導(dǎo)并仿真，得出的結(jié)果證明該拓?fù)渚哂袃?yōu)良特性。

1 工作原理分析

考慮死區(qū)時間，本文拓?fù)渲惺躍PWM調(diào)制的各功率管的驅(qū)動脈沖波如圖3所示,與之對應(yīng)的6種模式如圖4所示，其中前3種模式的調(diào)制波在正半周期，后3種模式的調(diào)制波在負(fù)半周期。該拓?fù)渲蠬橋臂上開關(guān)管均不導(dǎo)通時，電感電流續(xù)流方式有2種:GaN導(dǎo)通時通過連接A、B點近似短接續(xù)流；處于GaN導(dǎo)通前后短暫的死區(qū)時通過H橋IGBT自帶的反向二極管續(xù)流（S1、S4為一組，S2、S3為另一組）：

圖3 本文拓?fù)涞母鞴β使茯?qū)動波形

（1）模式1：如圖4(a)中[t0t1]段所示，在載波小于調(diào)制波時，開關(guān)管S1、S4導(dǎo)通，S2、S3及GaN關(guān)斷，并網(wǎng)電流途經(jīng)S1、L1、低通濾波器、負(fù)載、L2、S4（圖中虛線部分）。此時VAO=VDC，VBO= 0，則橋臂瞬時輸出電壓VAB=(VAOVBO)/2=0.5VDC，共模電壓VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（2）模式2：如圖4(b)中[t1t2]和[t3t4]段所示，S1、S2、S3、S4均關(guān)斷，GaN開關(guān)在切換狀態(tài)的死區(qū)時間段內(nèi)還未導(dǎo)通，并網(wǎng)電流途經(jīng)L1、低通濾波器、負(fù)載、L2、S4和S2的反向二極管。此時VAO=0，VBO= VDC，則VAB=(VAOVBO)/2=-0.5VDC，共模電壓VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（3）模式 3：如圖 4(c)中 [t2t3]段所示，S1、S2、S3、S4均關(guān)斷，GaN導(dǎo)通，并網(wǎng)電流途經(jīng)L1、低通濾波器、負(fù)載、L2、GaN。此時 VAO=0.5VDC，VBO= 0.5VDC，則VAB=(VAO-VBO)/2=0，共模電壓VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（4）模式4：如圖4(d)中[t5t6]段所示，在載波幅值小于調(diào)制波時， S2、S3導(dǎo)通，S1、S4和GaN關(guān)斷，并網(wǎng)電流途經(jīng)S1、L1、低通濾波器、負(fù)載、L2、S4（圖中虛線部分）。此時VBO=VDC，VAO= 0，則橋臂瞬時輸出電壓VAB=(VAOVBO)/2=-0.5VDC，共模電壓VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（5）模式5：如圖4(e)中[t6t7]和[t8t9]段所示，S1、S2、S3、S4均關(guān)斷，GaN開關(guān)在切換狀態(tài)的死區(qū)時間段內(nèi)還未導(dǎo)通，并網(wǎng)電流途經(jīng)L1、低通濾波器、負(fù)載、L2、S4和S2的反向二極管。此時VAO=0，VBO= VDC，則VAB=(VAOVBO)/2=0.5VDC，共模電壓VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（6）模式 6：如圖 4(f)中 [t7t8]段所示，S1、S2、S3、S4均關(guān)斷，GaN反向?qū)ǎ⒕W(wǎng)電流途經(jīng)L1、低通濾波器、負(fù)載、L2、GaN。此時VAO=0.5VDC，VBO= 0.5VDC，則VAB=(VAO-VBO)/2=0，共模電壓VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

圖4 基于GaN的H5型逆變器的6種模式

綜合6種模式易得理論上該拓?fù)漭敵龅墓材ｋ妷壕S持在0.5VDC不變，從而能很好的抑制光伏逆變系統(tǒng)并網(wǎng)時共模電流的影響。

2 控制回路的設(shè)計

并網(wǎng)逆變器基于SPWM的電壓電流雙環(huán)控制策略[13-15]如圖5所示，其中外環(huán)為瞬態(tài)電壓反饋環(huán)，測量Vac的相位參數(shù)，通過PLL模塊得到的sinθ乘以光伏直流輸入電壓VDC與VREF相差而得的Im信號，生成電流內(nèi)環(huán)基準(zhǔn)Im·sinθ；內(nèi)環(huán)為電流反饋環(huán)，采樣得濾波電感的電流瞬時值，其與電流基準(zhǔn)相減產(chǎn)生的反饋信號輸入到控制芯片中。最后經(jīng)控制芯片一系列處理后輸出相應(yīng)的SPWM調(diào)制波與GaN驅(qū)動信號。

圖5 本文拓?fù)潆妷弘娏麟p環(huán)控制策略

該控制策略采用電感電流作為內(nèi)環(huán)，可以限制輸出電流的大小，輸出短路時輸出電流也會被限定在安全的電流值，具有逆變器過載保護(hù)功能。

■2.1 控制參數(shù)的設(shè)計

忽略電路中濾波電感和電容的寄生電阻，結(jié)合控制策略得出控制框圖如圖6所示，其中直流母線電壓為VDC，負(fù)載阻抗為Rload，濾波電感為L=L1+L2，濾波電容為C2，內(nèi)環(huán)電流檢測放大系數(shù)為K，外環(huán)電壓檢測系數(shù)分別為KDC與KAC，PWM環(huán)節(jié)等效增益為KPWM。電壓與給定參考信號相比較，得到的誤差信號經(jīng)外環(huán)PI調(diào)節(jié)器，其輸出作為內(nèi)環(huán)參考電流信號。

圖6 電網(wǎng)電壓前饋條件下本文拓?fù)淇刂瓶驁D

忽略光伏電壓擾動的影響，電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

電壓內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

在公式（2）中代入GI(s)的值，假設(shè)電壓反饋系數(shù)KU=0.01，輸出負(fù)載Rload=150 Ω，輸出電容值C2=1 μF。可得系統(tǒng)轉(zhuǎn)折角頻率為1/RC=6666 rad/s，取PI環(huán)節(jié)的轉(zhuǎn)折角頻率為7850rad/s，穿越角頻率為15700rad/s，可得：

對(3)和(4)進(jìn)行求解得KI=22042.8，KP=1.404。將以上的已知量代入公式(2)得系統(tǒng)整體的傳遞函數(shù)為：

■2.2 控制芯片和驅(qū)動芯片的選取及外圍電路設(shè)計

根據(jù)PI雙環(huán)控制原理設(shè)計出具體電路圖如圖7所示，選用質(zhì)優(yōu)價廉的EG002驅(qū)動板，該板以EG8010作為SPWM調(diào)制芯片（EG8010既可以雙極性調(diào)制也可以單極性調(diào)制），以兩個IR2110芯片作為H橋驅(qū)動（輸出S1、S2、S3、S4的驅(qū)動信號）。為了完成模式3與模式6，將S1和S2的驅(qū)動信號輸入或非門，生成的脈沖波經(jīng)UCC27611加入死區(qū)時間后即可得GaN的驅(qū)動信號。

圖7 本文拓?fù)潆娐吩韴D

■2.3 拓?fù)鋼p耗分析

基于第一章電路工作模式對本文SPWM控制下的H5型逆變器進(jìn)行損耗分析, 主要由三部分組成：

（1）四個高頻IGBT開關(guān)管損耗PlossH，可得PlossH=PonH+PcondH+PoffH,這3個量分別對應(yīng)其開通損耗，通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗，計算公式如下：

（2）GaN器件的損耗與四個IGBT管類似，不同的是其上升延時tr和下降延時tf都僅為IRF840的10%，且導(dǎo)通電阻RDS.on僅為IRF840的5.9%[16]。故理論上在續(xù)流支路中，GaN帶來的開關(guān)損耗會較傳統(tǒng)帶交流旁路的全橋逆變拓?fù)渲?個IGBT減小90%左右。

（3）電感損耗PlossL是由磁芯損耗Pcore和線圈損耗PCU兩部分構(gòu)成，由于磁芯損耗與磁通密度BAC呈函數(shù)關(guān)系[17]（查表即可通過BAC的值獲得磁芯損耗），即Pcore=f（BAC），而BAC計算公式如下：

式中N為線圈匝數(shù)，ΔI為輸出負(fù)載上的電流紋波，μr為相對磁導(dǎo)率，Lg為磁路長度。

綜上本文拓?fù)渑c傳統(tǒng)帶交流旁路的全橋逆變相比，在橋臂開關(guān)管損耗和電感損耗基本不變的情況下，極大的減小了續(xù)流環(huán)節(jié)的開關(guān)損耗。

3 Pspice仿真結(jié)果與分析

參照上節(jié)原理圖在orcad Pspice平臺搭建一個母線電壓為360V（考慮到IGBT和濾波電感上的寄生電阻會分擔(dān)一部分電壓）的微型并網(wǎng)逆變發(fā)電器的仿真模型，其關(guān)鍵參數(shù)如表2所示。

表2 仿真關(guān)鍵參數(shù)

分別對傳統(tǒng)帶交流旁路的H6型逆變器和本文基于GaN的H5型拓?fù)溥M(jìn)行仿真得圖8，由于GaN導(dǎo)通電阻遠(yuǎn)小于兩個反向并聯(lián)的IGBT管的，工頻周期內(nèi)兩者VCM和ICM有波動的時間長短雖會不同，但共模電流變化范圍都在14mA以內(nèi)，可知兩拓?fù)渚捎行p小共模電流的影響。當(dāng)輸出電壓穩(wěn)定在220 V交流時，分別測量兩拓?fù)渲辛鬟^直流電源電流的有效值，可算得傳統(tǒng)帶交流旁路的H6型逆變拓?fù)涞哪芰啃蕿?5.2%，而本文新型拓?fù)涞哪芰啃士蛇_(dá)96%，提高了0.8%。

圖8 兩種拓?fù)涔材ｋ妷弘娏鞣抡娌ㄐ?/p>

4 結(jié)論

本文提出了一種基于GaN的H5型光伏并網(wǎng)逆變器，該逆變器充分利用了GaN的低阻與雙向?qū)ㄌ匦裕诮档凸材ｋ娏鞯耐瑫r提高了能量效率。當(dāng)開關(guān)頻率為100 kHz時，輸出功率可達(dá)500W，能量效率達(dá)到96%。該拓?fù)湓趦杉壥轿⑿凸夥孀儾⒕W(wǎng)系統(tǒng)中可作為后級，具有潛在的經(jīng)濟價值。