一款高性價比失配負載的設計與制作

胡宗旭

（中國電子科技集團公司第十研究所共性技術部，四川成都，610036）

0 引言

在現代戰爭中，電子裝備對整個戰爭起著非常重要的作用。而軍事電子裝備之一的通信電臺，在整個戰局指揮中起著千里眼順風耳的作用。故各類大、中、小功率電臺和多功能電臺發展迅猛，在部隊各個編制領域得到廣泛應用。

1 概論

軍用通信電臺在生產階段或日常維護的時候，我們需測試的指標多且要求嚴格，其中有一項非常重要的指標，就是發射機的帶負載能力，即負載容限測試。假負載（模擬天線用的失配負載）作為測試發射機的負載容限，是檢驗通信電臺發射機使用壽命的重要一環。理想匹配的發射機輸出，應接75歐姆標準負載（天線），因為只有在阻抗匹配時才意味著從發射機輸出傳遞給負載（天線）能提供最大發射功率。但在用戶實際使用時，由于受饋線電纜（傳輸線）的長度、連接頭的接觸和天線自身阻抗的偏差影響，實際阻抗和發射機所需的標準阻抗已經發生了變化，不再相等，這就叫負載失配。若負載失配程度超過發射機設定的負載容限值，由阻抗不匹配的負載過輕或過重而燒壞發射機。

在生產過程為使發射機有效模擬用戶使用，適應饋線、連接和天線，我們用電壓駐波比（VSWR）為2.5和3.5的失配負載對發射機進行負載失配容限測試。這樣做的目的使發射機能更好適應用戶使用，即小于或等于2.5時發射機仍然能正常工作，大于或等于3.5時發射機啟動保護功能。目前，實現該兩項指標測試的失配負載市場售價昂貴，性價比差，本人根據工作需要設計制作出一款高性價的失配負載。

2 失配的機理分析

發射機輸出在設計時按設計標準應連接標準75Ω負載（天線），而負載也盡可能的接近標準75Ω，為什么在用戶實際使用時還會引起失配呢？這里我們來分析下連接發射機輸出和天線之間的饋線（電纜）。

饋線是用來連接發射機輸出至天線之間的線段。饋線可以用由串聯的電感、電阻及并聯的電容和電導組成的分布電路表示，如圖1所示。

圖1

圖1中，L表示單位長度上的電感（H/m）；R表示單位長度上的電阻（Ω/m）；C表示單位長度上的電容（F/m）；G表示單位長度上的電導（S/m）。

根據圖1饋線的分布電路，我們來分析如圖2所示的一段無限長的饋線。饋線上某幾個點處的電壓和電流值在圖中給出，如圖2所示。

圖2

由圖2可知，對于無限長的饋線，電壓與通過該點的電流相除所得的比值，這個比值就是該饋線的特性阻抗。數學上表示為：

特性阻抗=Z0=V1/I1=V2/I2=V3/I3=······=Vn)/l1n(

也就是說當饋線趨于無限長時，電信號就能無反射地沿前行方向連續傳播。或者換句話說，當饋線的終端天線可以吸收全部入射信號時，從電壓源看進去饋線似乎有無限長的電長度，見圖2。

在實際應用中，饋線的長度總是有限長的，當有限長的饋線阻抗與終端天線阻抗不相等時，那么傳輸的電信號就可能被有限長度的饋線的終端天線反射回來。當饋線長度改變，或者終端天線阻抗改變，反射信號的強度也會隨之改變。

總言之，任意段饋線有一個唯一的阻抗，當該阻抗與終端負載阻抗相等，或者說饋線的終端以該阻抗值作為負載時，則饋線上不會產生反射信號，在饋線上不產生反射波的終端天線阻抗就等于饋線的特性阻抗，此時的饋線和終端的天線處于匹配狀態。反之，則會產生反射信號，饋線和終端的天線處于失配狀態。如果失配程度越深，則反射信號越強。同理，對發射機來說，當發射機輸出端口連接部分失配程度越深，則反射信號越強，發射機被燒壞的危險性就越大。

3 失配負載的阻抗計算

發射機輸出負載失配，無非就兩種情況發生，一種情況是大于標準阻抗75歐姆，甚至于無窮大（開路）；另一種情況是小于標準阻抗75歐姆，甚至于無窮小（短路）。無論是大于發射機輸出的標準阻抗還是小于發射機輸出的標準阻抗，都會造成對發射機輸出的不匹配，引起反射。即：

上式中ΓL為終端負載反射系數；ZL為終端負載阻抗；Z0為源端（發射機輸出端口）阻抗。

也就是說，當Z0=ZL=75Ω時，所有的入射功率被終端負載吸收，這就叫負載匹配狀態。即：ΓL=0，終端負載無反射。

當Z0≠ZL≠75Ω時，一些入射功率被終端負載吸收，而一些被反射回源端，這就叫負載失配狀態。在失配狀態，功率傳輸時同時有兩種電磁波且沿相反方向傳輸而形成駐波，駐波的最大電壓與最小電壓之比或最大電流與最小電流之比稱之為駐波比（SWR）,SWR通常又稱為電壓駐波比（VSWR）。即：

當終端負載為純電阻時，VSWR可表示為源端阻抗與負載阻抗的比值。即：

由式（4）可知，當VSWR=1時，Z0=ZL=75Ω；那么如果VSWR=2.5時，終端負載阻抗ZL有兩種情況，一種是時：

ZL=VSWR·Z0=2.5×75=187.5Ω。

另一種情況是ZL＜Z0時：

當VSWR=3.5時，若ZL>Z0，那么終端負載ZL的值為262.5Ω；若ZL＜Z0，那么終端負載ZL的值為21.4Ω。

由此可知，當我們需要VSWR為2.5的失配負載ZL來模擬測試發射機輸出的負載容限時，那么失配負載ZL的取值為30Ω或187.5Ω；當我們需要VSWR為3.5的失配負載ZL來模擬測試發射機輸出的負載容限時，那么失配負載ZL的取值為21.4Ω或262.5Ω。

4 失配負載的電路構成

電壓駐波比為2.5的失配負載電路見圖3， 圖3中，L為頻帶補償電感；C為頻帶補償電容；調整L的電感量和C的電容量，可改善所需頻帶內的平坦度。L的取值通常為1～50nH；C的取值通常為1～20PF。R為大功率射頻微帶電阻，是失配假負載的核心器件，該器件的取值大小、精度和耐功率程度直接影響失配負載的性能指標。本例R的取值為187.5Ω±0.5%/100W。

電壓駐波比為3.5的失配負載電路電路組成形式同圖1，僅R的取值不同。本例R的取值為262.5Ω±0.5%/100W。

圖3

5 實測指標對比

本例失配負載在矢量網絡分析儀上的實測指標見圖4，從圖4看，1MHz～1000MHz范圍內指標均滿足2.5要求，且平坦度好。

圖4

外購失配負載在儀器上的實測指標見圖5，從圖5看，外購失配負載VSWR在1MHz～1000MHz范圍內僅為2.3～2.4之間，誤差大、平坦度差。

通過比較，本例失配負載在電路設計時采用了電感補償和電容補償，有效提高了頻帶內的平坦度和精度，性能指標優于外購失配負載。另外在耐功率方面，本例設計制作的失配負載能承受100W功率，而手上使用的外購失配負載僅能承受50W功率。

圖5

6 經濟效益

（1）外購價格：外購失配負載價格昂貴，一般在5～8千元左右；本例設計失配負載成本低廉，僅幾百元錢。

（2）外購功能：外購失配負載功能單一，2.5和3.5相互獨立，采購成本高；本例設計的雙端口失配負載2.5和3.5合一體，大大降低了成本，且承受功率能力比外購失配負載高出一倍。該款失配負載結構獨特，制作簡單，使用方便。

（3）直接經濟效益：A、外購失配負載：2.5/6000×3=18000元；3.5/6000×3=18000元；2.5+3.5=18000+18000=36000元。 B、本例設計失配負載：2.5/3.5/300×3=900元，直接節約了35100元。

（4）無形經濟效益：根據測試要求，電臺整機和模塊均需要負載容限測試，每年生產任務繁重，因失配負載數量有限嚴重影響生產進度。通過本例設計失配負載經計量標校合格投入使用，在數量上和測試上完全滿足了生產，有力推進提前了生產計劃進度。

7 結論

本文從發射機輸出負載失配的機理分析、失配假負載的阻抗計算、電路的設計、電路元器件取值、參數調試等，都作了較為詳盡的闡述，并將電路組成原理圖畫出，目的是為了增強對讀者的可制作性和實用性。該失配負載通過較長時間的實際應用，是一款指標優良的好產品，值得推廣應用。