一種頻率可偏移的峰值電流控制電路設計

唐 威，穆新華，董振斌，李琴琴

(西安郵電大學 電子工程學院，陜西 西安 710121)

直流/直流(Direct Current/Direct Current,DC/DC)變換器可以為電源系統提供穩定的直流電壓源，其具有輸入電壓范圍寬、驅動能力強、效率高等優勢[1]，在計算機、手機以及數碼相機等消費類電子產品中得到了廣泛應用。常見的DC/DC變換器包括電壓控制和電流控制兩種模式[4]，其電流控制模式又可分為平均電流控制與峰值電流控制兩種，其中，峰值電流控制模式因其瞬態響應好、增益帶寬大以及能夠在每個周期對電流進行限制等優勢，被廣泛應用于DC/DC變換器中[5]。

輸出過流和短路是DC/DC中較為常見的故障，其會導致工作環境溫度持續升高從而造成DC/DC性能的不穩定，嚴重時，過大的輸出電流還會損壞用戶系統。為提高變換器的工作效率，在短路時不直接關斷變換器，而是通過降低變換器工作頻率控制電感平均電流。如文獻[6-7]通過在振蕩器中引入控制信號，在輸出短路時控制振蕩器電容充電電流大小降低內部振蕩器頻率。但其降頻能力有限，并且會增加振蕩器的設計難度。文獻[8]引入降頻控制電路，在輸出短路時將開關頻率降低至原來的1/4，使電感電流的平均值相比于峰值電流大大降低，但其可限制的峰值電流范圍有限。

為了降低變換器在短路時電感電流的平均值，設計了一種頻率可偏移的峰值電流控制電路。采用電流檢測場效應晶體管(Current Sense Field Effect Transistor,SENSEFET)對電感電流采樣，將功率管上的壓降與采樣管上的壓降進行比較，以提高變換器工作效率。另外，通過檢測輸出電壓，采用數字控制電路產生隨輸出電壓變化的變頻信號，從而降低當出現輸出短路或者出現過流將輸出拉低的情況時的變換器工作頻率，降低電感電流平均值。

1 峰值電流控制原理

降壓(Buck Down,BUCK)型峰值電流控制模式DC/DC結構主要包括誤差放大器(Error Amplifier,EA)、脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation,PWM)比較器、斜坡補償、電流采樣、邏輯控制等模塊。其結構示意圖如圖1所示。

圖1 BUCK型峰值電流模DC/DC的結構

圖1中，M1為功率開關管，L1為輸出端外接電感，D1為續流二極管，C1為濾波電容，RL為負載電阻，Vout為輸出電壓，R1與R2為電阻分壓網絡，VIN為DC/DC變換器輸入電壓，SW為輸出的開關控制信號，VFB為輸出反饋電壓，Vss為軟啟動控制電壓，Vref為內部基準電壓，Vcomp為EA模塊輸出電壓，D為占空比信號，Vs為PWM的正向輸入端電壓。

電流模DC/DC變換器主要由電壓外環和限流內環兩個環路構成。電壓外環由反饋網絡、頻率補償和誤差放大器EA構成。限流內環由斜坡補償電路、電流采樣以及PWM比較器構成。反饋網絡中電阻R1與R2對Vout進行采樣，將產生VFB信號作為誤差放大器的反相端，內部基準作為正向端。經過EA后輸出峰值電感電流控制信號為Vcomp。電流采樣電路對電感電流進行采樣，將與斜坡補償電路疊加后產生Vs信號輸入到PWM比較器的正向端，Vcomp作為反向控制端，輸出占空比調節信號D，經邏輯控制后關斷功率管M1，直到下個時鐘到來，重新導通功率管M1。

峰值電流控制電路作為變換器中重要模塊之一，在很大程度上決定著變換器的性能[9]。峰值電流控制電路結構示意圖如圖2所示，圖中，M1與M2分別為采樣管和功率管，M1與M2的寬長比為1：N，Iref為參考電流，Vsense為PWM正向端參考電壓，Vctrl為開關控制信號。

圖2 峰值電流控制電路結構

圖2中參考電壓Vsense主要由M1導通電阻以及參考電流Iref決定，其大小決定了峰值限流閾值及峰值電流控制電路的穩定性。為了避免了傳統串聯電阻檢測所帶來的效率降低問題[10]，采用SENSEFET采樣技術。當功率管控制信號Vctrl為低時，功率管M2與采樣管M1關斷，Iref參考電流支路電流為零，以達到在小占空比條件下工作時，該限流電路能夠起到降低系統靜態電流的目的。為了提高比較器共模輸入范圍與增益，PWM比較器采用文獻[11]中以共源共柵電流鏡作負載的共柵差分輸入結構。

2 峰值電流控制電路設計

峰值電流控制電路設計包括參考電壓產生電路、斜坡產生電路以及頻率偏移控制電路3個部分。

2.1 參考電壓產生電路

圖3 參考電壓產生電路結構

(1)

由M3與M2鏡像關系可知，流過M3的電流為Icomp的K1倍，K1表示電流鏡像因子，其大小與器件尺寸有關，則流過M7的電流表達式為

(2)

其中，M13被用來給電路提供合適的偏置點。同理，可以確定流過M11的電流即為參考電流Iref。M10為高壓器件，當輸入為高壓時，可以提高電路可靠性，防止支路器件被擊穿。M9為采樣管，與主功率管導通電阻成比例。M9導通時，電壓Vsense可以近似表示為

Vsense=VIN-K2IM7Rsense

(3)

式中：Rsense表示M9導通時的導通電阻；K2表示M11與M7的寬長比。

由式(3)可以看出，功率管導通時，Vsense電壓隨IM7減小而增加。SW電壓隨電感電流上升不斷減小，直到Vsense電壓高于SW電壓時，圖2中PWM比較器輸出信號翻轉，控制功率管關斷，直到下個時鐘低電平到來時功率管將被重新導通。

2.2 斜坡產生電路

斜坡產生電路由斜坡電壓產生電路以及電壓電流轉換電路兩個部分構成，其示意圖如圖4所示。圖中的Mi(i=1,2，…，26)為MOS器件，C1、C2、C3和C4為電容元件，R1和R2為電阻，Icharge為電容充電電流，Vctrl_f為頻率偏移電路產生的脈沖信號，FIV2、FIV4和FIV8為頻率偏移控制電路產生的控制信號，Vslope信號為斜坡電壓產生電路輸出，Ibias1為由基準產生的偏置電流信號。

圖4 斜坡產生電路

斜坡電壓產生電路產生并輸出電壓以及頻率有關的斜坡電壓，經電壓電流轉換電路后將其轉換為斜坡電流。電路在開始工作時，頻移控制信號均為高電平，此時斜坡補償斜率最小。隨反饋電壓不斷上升，控制信號FIV8、FIV4和FIV2依次翻轉為低，實現斜坡補償斜率分段增加。當反饋電壓上升至基準電壓的3/4時，斜坡補償斜率達到最大值，此時Icharge僅對電容C1充電，產生Vslope信號供電壓電流轉換電路使用。

當EN信號翻轉為低時，圖4(b)偏置電路開始工作，M9的鏡像M12電流為斜坡電流產生電路提供尾電流，當Vslope信號開始上升時，M18器件作為源跟隨器在A點輸出與Vslope斜率相同的信號，同時，C點電壓下降，M4器件下拉能力減弱。當反饋電壓上升至內部基準電壓3/4時，A點電壓VA的計算表達式為

(4)

式中，Vth表示M18器件閾值電壓。

在電壓電流轉換電路中，M13器件柵極接地，閾值電壓記為Vth1。此時，Vctrl_f為低電平，M14處于關斷狀態，電阻R1、M13以及M7構成通路的電流計算表達式為

(5)

式中：μp表示空穴遷移率；Cox表示單位面積柵氧層電容；W/L表示M13的尺寸；VGS電壓表示B點電壓，其計算表達式為

VB=VA-IR1

(6)

假設M18與M13閾值電壓相等，則由式(5)和式(6)可以推出，由斜坡電壓轉換成斜坡電流的計算表達式為[13]

(7)

式中的K3為鏡像因子，表示轉換的斜坡電流Islope為I的K3倍。

由式(7)可以看出，通過調整電阻R1、斜坡電壓Vslope以及電流鏡像因子即可得到所需的補償電流，從而使得峰值電流控制環路在D>50%時，輸出穩定的占空比信號，控制電感電流平均值的穩定。

2.3 頻率偏移控制電路

頻率偏移控制電路用于產生斜坡補償電路控制信號和功率管開關頻率控制信號，電路原理如圖5所示。圖中的AND2_1、AND2_2和AND2_3為兩輸與門，AND3與AND4分別為三輸入和四輸入與門，D1、D2和D3為D觸發器。Vref_0p2、Vref_0p4和Vref_0p6為基準電壓，CLK為內部時鐘信號，CLK2、CLK4和CLK8為采樣信號產生電路輸出，CLK_pulse為變換器內部振蕩器輸出經延遲單元后所產生的脈沖信號，COMP1、COMP2和COMP3為比較器，用來檢測輸出電壓。

圖5 頻率偏移控制產生原理

頻率偏移控制原理為，在反饋電壓VFB上升至參考電壓Vref_0p6之前，采樣信號產生電路產生不同占空比信號CLK2、CLK4和CLK8，其波形如圖6所示。

圖6 采樣信號產生電路輸入輸出波形

占空比信號CLK2、CLK4和CLK8與比較器輸出經兩輸入與門采樣后，與時鐘信號CLK作為四輸入與門AND4的輸入產生隨輸出電壓變化的不同頻率、不同占空比信號。該信號作為觸發器D1、D2和D3的時鐘信號，比較器輸出使能信號作為數據端，當反饋電壓上升至參考電壓的1/4時，比較器輸出信號A翻轉為低，經D1觸發器后產生控制信號FIV8供斜坡補償電路使用。隨著輸出電壓繼續上升，FIV4、FIV2信號相繼翻轉，以此來控制補償斜率。

另外，AND4的輸出與CLK_pulse信號、使能控制信號經三輸入與門后，產生隨輸出電壓變化的不同頻率的脈沖信號Vctrl_f，用來決定斜坡產生電路以及功率管的頻率。

3 仿真及分析

基于0.25 μm雙極、互補金屬氧化物半導體(Complementary Metal Oxide Semiconductor,CMOS)和雙擴散金屬氧化物半導體(Double Diffused Metal Oxide Semiconductor,DMOS)工藝模型，利用Cadence Spectre對電路進行仿真。

表1列出了頻移控制電路與斜坡補償電路關系，其中ftyp表示變換器穩定輸出后的工作頻率。

表1 頻移控制電路與斜坡補償關系

頻移控制電路和斜坡補償電路仿真波形如圖7所示，當誤差輸出電壓大于500 mV時，Vctrl_f時鐘開始產生，變換器功率管打開。變換器工作頻率與補償斜率的比例均為8∶4∶2∶1，可以看出，Vctrl_f時鐘頻率以及斜坡產生電路隨反饋電壓上升產生了4段變化。

圖7 頻移控制電路與斜率補償電路驗證波形

為驗證參考電壓以及補償效果，對變換器整體電路進行仿真。仿真時設置輸入電壓為12 V，輸出電壓為9 V，即占空比信號D為75%，負載電流為2.5 A。驗證結果如圖8所示，其中，IL表示輸出電感電流，Ton與Toff分別表示功率管在一個周期內的開啟和關斷時間，虛線表示Vsense電壓，實線表示SW電壓。圖8(a)為引入斜率補償時變換器工作波形，圖8(b)為無斜率補償時變換器工作波形。

圖8 變換器工作波形驗證

圖8(a)中Islope信號為斜坡補償電流，Iref為圖3中流過M11的電流，即參考電流，Vsense為參考電壓，Vout為變換器整體輸出波形，由驗證結果可以看出，當占空比為0.75，即占空比大于50%時，變換器無次諧波產生，輸出電壓紋波為3.4 mV，精度較高。而無斜率補償引入時，電感電流會出現次諧波振蕩，輸出電壓紋波為83 mV，紋波明顯增大。仿真結果表明，增加斜坡補償電路可使電流控制模式DC/DC變換器輸出電壓穩定，滿足實際應用需求。

輸出短路情況下的驗證波形如圖9所示，當變換器輸出短路時，頻移控制電路檢測輸出電壓變化，將變換器工作頻率調整為正常工作時的1/8。驗證結果顯示，輸出短路時，電感電流的平均值為2.32 A，峰值限流值為6 A，說明該限流電路可以有效減小輸出短路時的電感電流平均值，能夠在實際應用中，起到延長變換器使用壽命，保證用戶系統安全的作用。

圖9 輸出短路驗證波形

不同方法設計電路的性能參數比較結果如表2所示。考慮電感峰值電流與平均電流的差值，可以看出，所設計電路電感電流的平均值比峰值電流顯著降低，弱化了電感電流峰值對平均電流的約束。這主要是因為所設計電路會在短路時將變換器的開關頻率降低至正常工作時的1/8，使得電感電流在每個周期中的下降時間顯著增加，從而控制電感電流的平均值在每個周期內有效減小。

表2 不同方法設計電路的性能參數比較結果

基于0.25 μm 雙極、CMOS和DMOS工藝完成了電路前端設計與后端實現，圖10給出了變換器整體電路版圖，其面積為1.4 mm×1.7 mm。

圖10 變換器整體電路版圖

4 結語

設計了一種頻率可偏移的峰值電流控制電路。輸出電壓在上升過程中，將其分為4段進行斜率補償，保證了系統可以正常上電。采用節點法將補償電流與受控電流進行疊加。當變換器輸出短路時，通過頻率偏移控制電路可將內部時鐘頻率調整為正常工作時的1/8，增加了電感電流的下降時間。仿真結果表明，在大占空比應用時，該電路的輸出電壓紋波小，控制環路穩定。當輸出短路時，能夠有效降低電感電流的平均值，防止輸出過流和短路造成工作環境溫度持續升高從而導致DC/DC性能的不穩定。