基于頻域分析的Class-E諧振轉換器設計

劉治

(河南科技大學電氣工程學院,河南 洛陽471003)

1 概述

新能源汽車、家用電器、大功率電源等領域的迅猛發展對功率變換器的體積、重量、功率密度等提出了更為嚴苛的要求，如何在減小體積、重量的同時提高功率密度和效率，已經成為電力電子技術發展的主流趨勢[1]。當電力電子元器件工作在高頻狀態下時，能夠減小每周期內無源元件所需存儲的能量，有效減小其數值與體積，提高系統的功率密度[2]，但是對于開關型功率變換器而言，較高的工作頻率意味著較大的開關損耗以及驅動損耗，這使得變換器的效率降低。高頻諧振轉換器是近些年來國內外發展起來的一種應用電路，與傳統的工作在硬開關模式下的普通Buck/Boost電路相比，它基于單管驅動的方法，可工作在零電壓開關（ZVS）模式實現軟開關狀態，在開關損耗低的同時可以讓轉換器輸出的電壓紋波更小[3]。

2 設計原理

本文設計的Class-E類諧振變換器由諧振逆變器和半波整流器兩部分構成，圖1為其拓撲結構。其中Lin和Cp構成并聯諧振網絡，Lr和Cr構成串聯諧振網絡，二者組成的調諧網絡保證良好的輸入輸出阻抗匹配，使得功率最大效率的傳輸到輸出側。S為氮化鎵類開關管，D1和D2兩個二極管構成全波整流，Co為濾波電容，Rout為負載電阻[4]。

圖1 cla s s-E諧振轉換器拓撲

正弦的諧振電流表達式[5]為

其中IR是振幅，?是初相位。

氮化鎵開關管S的漏極電壓表達式為

進一步化簡可得

理想的零電壓開關（ZVS）需要滿足的關系式為

理想的零電流開關（ZCS）需要滿足的關系式為

為解決傳統模型對時域掃參法的依賴，本文提出的頻域設計模型將Lin、Cp看做一個并聯調諧網絡，其諧振點的設計應位于低頻處，將Lr、Cr看做一個串聯調諧網絡，其諧振點設計應接近但低于開關頻率30MHz的頻點,這樣可以保證開關大信號在開關頻率處無阻傳輸。根據該設計方法，本文確定基本設計參數如表1所示。

表1 設計參數

依據上述的拓撲結構及各元器件參數，在PSIM中搭建了仿真電路，在得到的時域仿真圖中觀察開關漏極電壓波形和整流器兩端電壓波形如圖2所示，可以明顯看出二者沒有交疊區，即表明本文設計的電路在超高頻（VHF）下可以保持ZVS工作狀態。

圖2 開關漏極電壓V(1)、整流器兩端電壓V(2)及開關管電流I(MOS)波形

3 對比試驗

為驗證頻域分析的有效性，在以上仿真設計工作完成后又增加兩組對比試驗。第一組實驗在其余元器件參數不變的情況下，改變輸入電壓的幅值，記錄在10V、12V、14V、16V、18V、20V時對應輸出功率的大小，同時測量開關管漏極處的電壓大小；第二組在固定輸入電壓為15V及其余元器件參數不變的情況下，改變Lr、Cr的值，使其諧振頻率保持不變，觀察輸出功率的變化。圖3為改變輸入電壓時對應的開關管漏極處電壓值，其中波形幅值由高到低依次對應輸入電壓為20V、18V、16V、14V、12V、10V。圖4為改變輸入電壓時輸出功率的變化情況，圖5為Lr/Cr不同時開關管漏極處電壓大小，圖6為Lr/Cr不同時輸出功率的變化情況。實驗發現，輸出功率與輸入電壓可保持良好線性關系，諧振電感電容微小變化對ZVS開關性能影響不大。

圖3 對比試驗1波形

圖4 對比實驗1結果

圖5 對比實驗2波形

圖6 對比實驗2結果

兩組實驗數據結果顯示Class-E諧振轉換器滿足輸入輸出的線性關系同時在給定調諧網絡的諧振頻率后元件的值可自由設定，無需依賴傳統依據經驗公式的掃參方法逐個調節元件值，進一步驗證了頻域思想設計方法的有效性。

4 結論

經過對Class-E諧振變換器的設計及仿真分析，驗證了其在高頻下工作時的穩定性及可靠性，ZVS模式也使得開關損耗降為較低的數值，同時引入的串聯調諧網絡和并聯調諧網絡使該拓撲結構不必依賴于經驗公式來逐一調節元器件參數。本文提出的模型確實可應用于設計高頻功率變換器，在家用電器、大功率電源電池等領域有著一定的助益。