有源耦合電感倍壓的高電壓增益變換器

李洪珠，魏 昕，劉飛揚，張 超，劉 艷

（1.遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105；2.國網遼寧省電力有限公司阜新供電公司，阜新 123000；3.國網遼寧省電力有限公司本溪供電公司，本溪 117000）

自21世紀以來，綠色能源，包括光伏電池和燃料電池的發展和應用，已經成為保護化石燃料短缺和世界環境的最有效手段之一。電力系統的輸配電方式也由交流輸電向高壓直流輸電趨勢發展[1-3]。對于前級光伏、燃料電池的核心組件來說，由于其輸出電壓較低（18～56 V），不能進行直接并網或供給直流負載，所以在系統前端，需要一級DC-DC變換器將較低的前級電壓首先提升到200～400 V甚至更高，以適配后級不同場合的應用，故高增益、高效率的DC-DC變換器是新能源利用領域中重要的一環[4-5]。

為了提升變換器電壓增益，文獻[6-8]用開關電感倍壓單元替代儲能電感因此得到了幾種新型高增益變換器，但是其開關管電壓應力較高。文獻[9]提出有源開關電感結構，解決了傳統開關電感變換器電壓應力較高的缺點，但是其電壓增益較低無法滿足高增益應用場景的需要。變換器中應用開關電容結構可以使其電壓增益得到顯著提升[10-11]，文獻[12]對基于開關電容的變換器進行了總結，在前級應用開關電容結構時，具有較高的電流沖擊；應用于后級時，需要多級疊加才能大幅提高變換器電壓增益，但這樣做必須使用較多的二極管，降低了變換器的效率、增加了變換器的成本。應用耦合電感結構提高變換器電壓增益是目前研究的熱點之一[13-14]，在基本Boost變換器加入耦合電感[15]，通過調節耦合電感匝數比可以大幅提高變換器電壓增益，但當匝數比較大時耦合電感漏感較大，這樣就使得變換器的電氣性能受到影響，造成變換器開關管電壓尖峰較大且原邊電流較大已造成耦合電感磁芯飽和等問題。文獻[16]提出了一類新型耦合電感電容倍壓單元，通過在耦合電感副邊加入倍壓電容實現電壓增益的提升，并提出了箝位結構吸收了漏感能量減小開關管的電壓應力。

通過對文獻的研究，提出了一種有源耦合電感倍壓的高電壓增益變換器，新型變換器在有源開關電感的結構基礎上，引入耦合電感倍壓單元并加入了DC（二極管電容）吸收回路；降低漏感對電壓增益和開關管電壓應力影響。文章對新型變換器的拓撲結構及工作方式進行了詳細的分析，并給出了變換器主要性能的表達式。理論分析表明變換器的增益與開關占空比D和耦合電感匝數比n有關；新型變換器開關器件具有更小的電壓應力；通過DC回路吸收了漏感能量，實現了二極管的零電流關斷提高了變換器的效率。最后搭建了一個200 W的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

1 變換器電路推導及基本工作原理

1.1 變換器電路推導

新型變換器拓撲結構如圖1所示，圖中：Vin為輸入電壓，V0為輸出電壓；兩個耦合電感和對應的DC吸收回路構成新的拓撲，通過改變兩個耦合電感的匝數比可以有效提高變換器的電壓增益。同時將兩個耦合電感原邊組成有源開關電感結構使得兩個耦合電感實現并聯儲能串聯放電，進一步提升了變換器的電壓增益并且使開關器件的電壓應力得到顯著降低。

圖1 有源耦合電感倍壓的高電壓增益變換器Fig.1 High-voltage gain converter with active coupled inductor voltage doubler

1.2 變換器的基本工作原理

圖2 有源耦合電感倍壓的高電壓增益變換器等效電路Fig.2 Equivalent circuit of high-voltage gain converter with active coupled inductor voltage doubler

圖3 工作波形Fig.3 Working waveforms

圖4 變換器各工作模態的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of the converter in each operating mode

（5）模態Ⅴ [t4～t5]。在 [t4～t5]期間，主開關管 S1和S2保持關斷狀態，二極管D1、D2、D3，和D5截止，D4和D6導通，電流的流通路徑如圖4（e）所示，因為此時耦合電感原邊電感存儲的能量已經釋放完畢。因此，此階段輸入電源，箝位電容C1和C2，耦合電感副邊同時給輸出電容和負載提供能量。當主開關管S1和S2導通時，模態Ⅴ結束，下一周期開始。

2 工作特性

2.1 變換器電壓增益

為了便于穩態分析，忽略較短的過渡模態Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ，只考慮模態Ⅱ和模態Ⅳ。

根據耦合電感的勵磁電感Lm的伏秒平衡原理，得到的積分方程為

結合式（1）、（5）、（8）得到電容 C1和 C2的電壓表達式為

結合式（6）、（9）得到電容 C3和 C4的電壓表達式為

將式（9）和（10）帶入式（6）得到變換器的電壓增益表達式為

當k=1時，變換器的電壓增益為

根據式（11）可知，變換器的實際增益與耦合電感匝數比n和耦合系數k有關，在實際應用中，耦合電感參數對變換器的性能具有一定的影響。圖5為變換器電壓增益與耦合電感匝數比n和耦合系數k的關系曲線。由圖5可知，耦合電感匝數比n越大，變換器的電壓增益顯著提升；匝數比相同的情況下隨著耦合度的減小電壓增益減小，故在實際應用中，耦合電感耦合度越高越好。

圖5 變換器電壓增益與耦合系數k和匝數比n之間的關系曲線Fig.5 Curve of relationship among the converter’s voltage gain，coupling coefficient k，and turns ratio n

2.2 變換器器件電壓應力

為了簡化分析，令耦合系數k=1，忽略漏感對變換器的影響。

開關管S1和S2的電壓應力為

二極管D1和D2的電壓應力為

二極管D3和D5的電壓應力為

二極管D4和D6的電壓應力為

圖6 開關管、二極管電壓應力與匝數比n和占空比D之間的關系Fig.6 Relationship among the voltage stress in switch tubes and diodes，turns ratio n，and duty cycle D

根據2.1節分析可知，電容C1、C2、C3、C4的電壓應力為

輸出電容C5的電壓應力為

電容C1、C2、C3、C4兩端電壓應力與輸出電壓之比Vvps/Vo與耦合電感匝數比n和占空比D之間的三維曲面圖如圖7所示，根據圖7可知，所有電容的電壓應力在不同占空比D、不同匝數比n下均小于輸出電壓。隨著匝數比n的增加，電容C1、C2的電壓應力明顯減小，而電容C3、C4的電壓應力則呈增加趨勢。隨著占空比D的增大，電容C1、C2的電壓應力減小，而電容C3、C4的電壓應力明顯增加。

圖7 電容C1～C4電壓應力與匝數比n和占空比D之間的關系Fig.7 Relationship among the voltage stress in capacitors C1-C4，turns ratio n，and duty ratio n

3 變換器性能對比

將本文所提出的變換器、文獻[9]提出的變換器和文獻[15]提出的變換器的各項性能進行對比，變換器的各項參數對比如表1所示。

表1 不同變換器性能參數Tab.1 Performance parameters of different converters

分析在匝數比n固定的情況下，假設耦合電感的匝數比n=2，變換器的性能對比曲線如圖8所示。由表1和圖8可知，比較其他文獻所提耦合電感高增益Boost變換器，本文所提變換器具有最高的電壓增益，同時具有更低的開關管電壓應力和二極管電壓應力，變換器具有更好的性能。

圖8 變換器性能對比曲線Fig.8 Curve of performance comparison among converters

4 吸收回路的元件選型

4.1 電容的選擇

在選擇電容時主要考慮其電壓應力以及電容兩端的電壓脈沖動量Δv，根據電容的安秒平衡原理，電容在一個周期內的充電電壓增量等于放電電壓增量，考慮到該變換器結構中C1和D1組成的倍壓鉗位吸收電路與C2和D2組成的倍壓鉗位吸收電路結構對稱，則電容C1和C2參數分別相等；假設電容C1～C4與的電壓增量分別為ΔC1，ΔC2，ΔC3，ΔC1，根據式（2）、（3）、（9）、（10），得到電容 C1～ C4上的電壓為

電容電壓紋波為

其中，開關電容C1、C2、C3、C4的電壓紋波設計為1%，則電容值為

選擇電容C1、C2、C3、C4的值為100 μF/50 V。

4.2 二極管的選擇

由式（14）可知，二極管D1、D2的電壓應力分別為

考慮二極管電壓和二極管的平均電流，選擇MBR20100C。

5 實驗結果與分析

為驗證本文所提出的有源耦合電感倍壓的高電壓增益變換器原理的正確性，在實驗室制作了一臺功率為200 W的實驗樣機，耦合電感采用罐型軟磁鐵氧體GU36磁芯，主電路參數如表2所示。因為開關管S1和S2，二極管D1和D2，D3和D5，D4和D6都是對稱的，因此只測量一組數據。

表2 主電路參數Tab.2 Parameters of main circuit

圖9所示為變換器兩個開關管驅動波形。圖10比較了輸入電壓和輸出電壓，變換器輸出電壓約為102 V，約為輸入電壓12 V的8.4倍，符合理論分析。圖11表示開關管和二極管電壓應力波形圖，由圖11（a）所示開關管電壓應力遠低于輸出電壓，僅為30 V。在開關管關斷的瞬間其電壓尖峰相較于文獻[15]中提出的不帶吸收回路的耦合電感變換器實驗波形大為縮小。二極管電壓應力也遠小于輸出電壓，因此變換器具有較低電壓應力。

圖9 開關管驅動波形Fig.9 Driving waveforms of switch tube

圖10 Vin和Vo波形Fig.10 Waveforms ofVinandVo

圖11 主要開關器件電壓應力Fig.11 Voltage stress in main switching devices

圖12為耦合電感漏感原邊與副邊的電流波形，圖13為二極管D1和D3的電流波形，圖14為二極管D4的電流波形。可以看出二極管D1、D2、D3、D4、D5、D6均實現零電流關斷，實驗結果均驗證了理論分析的正確性。

圖12 耦合電感原、副邊波形Fig.12 Waveforms of coupled inductor on the primary and secondary sides

圖13 和波形Fig.13 Waveforms of and

圖14 波形Fig.14 Waveform of

在保持輸出電壓恒定102 V情況下，改變負載功率大小，得到變換器參考效率曲線如圖15所示。調節負載的大小，變換器的輸出功率在170 W到230 W變化時，樣機效率逐漸趨于平穩，其最高約為95.2%左右。

圖15 變換器參考效率曲線Fig.15 Curve of converter’s reference efficiency

6 結論

本文通過引入耦合電感倍壓單元，在有源開關電感的基礎上，進一步提出了一種新型高增益低電壓應力變換器。推導了變換器在CCM模式下的電壓增益、詳細分析了開關管和二極管電壓應力的影響。通過分析和實驗驗證，所提變換器具有以下特點：

（1）變換器引入了耦合電感倍壓單元，大大提高了變換器的電壓增益，通過改變耦合電感匝數比可以靈活地適應各種工作要求，簡化了變換器的設計難度；

（2）通過鉗位電容吸收耦合電感的漏感能量，減小了開關器件的電壓沖擊；

（3）變換器開關管應力較小，因此可以選擇耐壓值和內阻較低的器件，減小了變換器的損耗和成本。