一種高速衛星數據接收信號處理架構

代金國，郝志松，趙文穎，李 鋒，趙運成

(1.中國人民解放軍63778部隊，黑龍江 佳木斯 154002；2.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

近年來遙感衛星系統在國家安全、氣象氣候、資源監測、環境保護、平安智慧城市和救災減災等領域發揮著越來越重要的作用[1]。隨著遙感衛星圖像幅寬和分辨率的提升，對地面接收系統提出了多通道、高速率和高效率等要求[2-4]。高分辨率遙感數據傳輸需要的碼速率高達每通道3 Gb/s，通道數量要求4個以上。

利用傳統的實現架構，在計算速率、交換帶寬、集成度和硬件資源利用率等方面無法滿足需求。信號處理實現架構是制約數據速率等性能提升的主要因素之一。

本文通過分析“光”與“電”等不同信號處理載體使用“數字”和“模擬”2種信號處理方式的不同特點、AD采樣不同位置等內容，基于“模擬實現、數字補償”的思想，將由分立設備組成的按通道劃分的傳統信號處理架構，改進為具備“資源虛擬化、管理智能化、接口標準化”等特點的新型信號處理架構，以提升遙感衛星接收系統的接收速率、通道數量、硬件計算效率和智能化水平。

1 高速衛星數據接收速率的限制因素

1.1 高速衛星數據接收系統

高速衛星數據接收系統主要完成遙感衛星系統的數據接收功能，與遙感衛星數傳載荷的功能相對應，如圖1所示。

圖1 遙感衛星數據傳輸系統功能組成

大口徑天線需要具備雙軸跟蹤功能，以適應極地軌道衛星的位置和傾角的變化，一般采用10 m口徑以上的天線，以加大接收增益[5]；正交解調實現頻帶信號正交下變頻，輸出I和Q路基帶信號；寬帶采樣實現模擬處理方式向數字處理方式的轉變[6]；匹配濾波模塊實現信號輸出信噪比的最大化；時鐘恢復完成定時誤差提取和定時跟蹤[7]；載波恢復實現相位誤差提取和相位跟蹤；自適應均衡實現對信道中幅度、群時延等信道非理性因素的補償[8]；信道譯碼完成LDPC碼的分組譯碼，一般采用存儲器復用等措施，提升硬件利用率；網絡存儲轉發完成業務數據的陣列存儲和網絡分發。地面接收系統的解調、譯碼和均衡等環節，處理復雜度高于編碼和調制環節，因此處理速率高低和硬件資源的大小息息相關[9-11]。

1.2 信號處理的分類

信號處理方式按照計算或信號處理的實現機制是否需要量化進行區分，可分為“模擬”和“數字”處理方式，這2種方式有本質區別：模擬處理方式由器件根據其物理性質進行信號處理；數字處理方式是邏輯或量化后數據的計算，不同的處理方式通過不同的載體實現信號處理[12-14]。

根據信號處理載體和實現方式不同，信號處理方式可以分為電模擬、光模擬、電數字和光數字，4種方式對比如表1所示。

表1 不同信號處理方式對比

1.3 影響速率提升的原因

衛星遙感數據接收系統中，信號處理速率受限于模擬和數字處理方式轉換的帶寬和采樣頻率。

數字和模擬處理方式之間的轉換采用ADC芯片實現。目前，能夠量產的國產化AD芯片的工作帶寬和采樣率一般在2 GHz以內。

按照現在架構中的中頻采樣處理方式，最多能夠實現采樣量化的信號符號率為5×108符號/秒，在采用16QAM調制方式的情況下，能夠接收信號的最高碼速率為2 Gb/s。

信號的符號速率為500 MHz 符號/秒時，中頻帶寬達到1 GHz，采樣率需要2 GHz。中頻采樣信號帶寬如圖2所示。

圖2 中頻采樣信號帶寬

當需要接收的信號碼速率達到3 Gb/s時，在采用16QAM調制方式情況下，信號符號速率達到7.5×108符號/秒，中頻采樣帶寬達到1.5 GHz，采樣頻率需要3 GHz，以目前的國產化器件水平難以滿足使用要求。

衛星接收速率除了受AD轉換帶寬的限制外，還會受到信號處理硬件資源的限制。

在進行信號處理時，FPGA內部時鐘工作頻率一般在200 MHz以下。當處理的信號符號速率提高后，相應的吞吐率也會提高，遠遠高于FPGA的工作頻率，需要采用并行的方式實現，意味著消耗更多的硬件資源。

星地數據傳輸的類型很多，包括數傳、測控和抗干擾信息傳輸等，每種信號體制不同，信號處理算法也不一樣，每種信號處理算法需要不同的波形實現。

如果采用傳統的架構實現星地高速信號處理，硬件資源消耗過大，硬件資源利用率過低，設備體積龐大，不具有可實現性。

2 計算架構的改進

傳統遙感衛星接收系統架構如圖3所示。

圖3 傳統遙感衛星接收系統架構

高速遙感衛星地面接收系統按波束鏈路分為不同的處理系統，每個系統內的設備采用串聯方式，獨立完成系統計算。天線和室內一般采用微波拉遠的方式，正交解調、匹配濾波環節一般采用數字的處理方式。

改進的遙感衛星接收系統架構如圖4所示。

圖4 改進的遙感衛星接收系統架構

地面數據接收系統按功能分為天線池、中頻池和基帶池，天線池和中頻池之間采用模擬信號光傳輸方式，進行光拉遠。

中頻池由單純的變頻處理，改為具備更高帶寬的基于微波光子技術的正交解調處理功能。由于采用了模擬處理方式，大幅提升了處理的符號速率，一個波束的信號在一個信道中處理。主要的改進點如下：

(1) AD采樣位置后移，提高轉換帶寬

AD采樣是模擬處理方式向數字處理方式的轉換，采樣帶寬和采樣頻率是制約系統傳輸速率提升的瓶頸。在系統中，AD采樣位置靠前(靠近射頻)，要求AD的帶寬和采樣頻率越高，信號的處理效果越好；AD采樣位置越靠后，要求AD的帶寬和采樣頻率越低。

信號處理架構改進后，把采樣位置由中頻后移到基帶，即采樣時，已經完成了正交下變頻功能，對器件的采樣能力要求降低了一半；同時，由于同時采樣I/Q兩路，需要增加一路AD采樣芯片。

在同樣使用采樣率和帶寬2 GHz的國產化芯片的情況下，通過采樣位置后移，可實現碼速率為3 Gb/s信號的處理方式的轉換。

當需要接收的信號碼速率達到3 Gb/s時，在采用16QAM調制方式的情況下，信號符號速率達到7.5×108符號/秒，基帶采樣帶寬達到1.5 GHz，其采樣原理如圖5所示。以目前的國產化器件水平可以滿足使用要求。

圖5 基帶采樣信號帶寬

基帶采樣的優點是對AD芯片的要求低，同樣的AD器件，支持的AD轉換帶寬比以上2種高一倍；缺點是AD的數量增加一倍，不能避免信道群時延和幅度失真，不能避免正交性失真。但是，在基帶采樣時，采用數字多通道濾波技術，可以對這些失真進行補償，基本達到射頻采樣相同的傳輸性能。

基帶采樣方案一般用于頻率較高的載波頻率(如X/Ka/Ku等頻段)，同時可用于帶寬800～1 000 MHz以上的信號采樣。

(2) 波形可配置，提高硬件資源利用率

基帶池的架構中，數字處理采用統一的硬件平臺，具備波形重配置能力，在同樣的硬件下實現調制解調、編譯碼、均衡和協議處理等功能。波形統一存在于管理主機的文件夾下，由站管系統統一調配使用。同一硬件資源，在不同的波形配置下實現不同的信號處理功能。硬件資源利用率得到提升。

3 “數字補償”提升數據傳輸質量

AD采樣位置后移之后，正交解調和匹配濾波功能采用“模擬”方式實現。

采用“模擬”方式實現帶寬高于1 GHz的信號處理時，信道內的幅頻和群時延指標惡化，信道特性不理想，信號的自干擾嚴重，影響系統的誤碼率性能，在高符號傳輸速率下的信息傳輸質量無法得到保證。

誤碼率性能是信號傳輸質量的衡量指標，是指信號在信道中傳輸時，在一定的誤碼率要求下，能夠容忍加入噪聲的大小。當信號自身干擾為零時，誤碼率性能可達到理論值；信號自干擾的增加，會導致誤碼率性能降低。

信號自身干擾主要有以下2個原因：

(1) 信道的幅頻響應和相頻響應不理想，引起前后碼元信號自串擾。

(2) 正交通道和同相通道間幅度和相位不平衡，引起正交通道間碼元信號自串擾。

通過仿真可得到信號質量下降情況，如表2所示。

表2 信道非理想因素對傳輸性能影響

對星地傳輸信道中的非理想因素進行“數字補償”，增加噪聲容忍限度，是提高星地信息傳輸速率和質量的有效方法之一。

通過高符號率寬帶信號的多通道自適應濾波，對信道幅度/群時延特性進行均衡，對正交不平衡性進行校正抑制信道非理想性因素引起的傳輸符號之間的干擾，降低傳輸符號自干擾對系統傳輸性能的影響。

采用多通道自適應濾波，意味著需要更多的硬件資源，在改進的信號處理架構下，硬件資源利用率獲得提升，為采用“數字補償”技術提供了硬件條件。

“數字補償”采用多通道自適應濾波實現，其原理如圖6所示。正交解調后的I路和Q路信號經過非理想條件的傳輸信道后，產生I路和Q路符號之間和各路前后符號之間的串擾，再通過自適應濾波進行干擾抑制。自適應濾波的誤差提取采用最小均方算法，自適應濾波結構采用并行FIR線性濾波結構。

圖6 多通道自適應濾波原理

3.1 I/Q通道信號聯合進行最小均方誤差提取

I路和Q路信號的系數全部根據誤差預算的結果加以調整，自適應濾波誤差由輸出通道的自適應濾波后的權值減去其他通道的濾波權值，再與期望值比較后得到。

由圖6可以看出，自適應濾波器的輸出為：

設自適應濾波器加權系數為hab(k)，a表示被干擾通道號，b表示干擾通道號，n表示加權系數的序號；Hab為hab(k)的行列式表示。

Q路通道誤差函數e2(n)可表示為：

最小均方誤差算法能夠使自適應濾波器的期望輸出值和實際輸出值之間的均方誤差最小化,因計算量小、易于實現等特點而得到廣泛應用。最小均方誤差算法基于最陡下降原理，即沿著權值的負梯度方向搜索，達到權值最優，使濾波后的均方誤差最小。

3.2 多通道自適應濾波符號速率提升

受數字器件的限制，橫向線性濾波器結構在FPGA內最高可實現到2×108符號/秒信號的處理，如果實現傳輸碼速率3 Gb/s的FIR濾波，符號速率達到7.5×108符號/秒，必須采用4路并行處理的方式。

如果把數據分成4路，每一路分別進行均衡，則每一路的處理速度下降為串行的1/4，但嚴重影響了均衡效果。這是因為所有和中心抽頭相鄰3個位置以內的碼元產生的串擾都沒有辦法被均衡，而這些影響往往會很嚴重。

為了既降低速度又不影響均衡效果，采用以下改進的漏斗式并行結構，如圖7所示。

圖7 漏斗式FIR濾波并行結構

由圖7可以看出，改進后的均衡器每一路信號處理的結果和串行的所有數據輸入相關，沒有影響均衡效果。每個時鐘周期同時進行4拍的卷積運算，處理速度降為串行的1/4。同時輸出也是采用4路并行方式。

因為所有的輸入數據全部分別進入到分路FIR運算中，輸出只是當前極化方式、正交通道、分路后的數據。輸入數據多，輸出數據少，因此稱之為漏斗式并行濾波結構。

3.3 指標測試情況

在極化干擾10 dB時，采用多通道自適應濾波進行“數字補償”前后的誤碼率曲線如圖8所示。

由圖8可以看出，解調損失在誤碼率為10-4時，通過多通道自適應濾波的方法進行“數字補償”信號的Eb/N0與理論值相差僅0.5 dB，比沒有進行多通道自適應濾波器的信號優化了4.5 dB。

圖8 16QAM信號進行“數字補償”濾波前后測試情況

4 結束語

衛星數據接收系統速率越來越高，系統設計難度也越來越大。本文基于“模擬實現、數字補償”思想的高速衛星數據接收信號處理架構，綜合利用了微波、FPGA、CPU和光總線等多種異構計算元素，具備互相配合、互補互通能力，把星地數據數據系統的處理能力由每通道600 Mb/s提升到每通道3 Gb/s。

通過在我國某衛星接收系統中的使用，該架構顯著提升了遙感衛星數據接收系統的硬件計算效率、信號接收速率和智能化水平。