氮化鎵毫米波功放技術發展

郝 躍，馬曉華，楊 凌

（1.西安電子科技大學寬禁帶半導體國家工程研究中心，陜西西安 710071；2.西安電子科技大學 微電子學院，陜西 西安 710071）

0 引言

由于氮化鎵（GaN）具有良好的電學性能，自20世紀90 年代以來人們一直致力于GaN 基高遷移率晶體管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）的研究［1］。1993 年，KHAN 等［2］第一次報道了Al-GaN/GaN 高電子遷移率晶體管。基于二維電子氣（Two-Dimensional Electron Gas，2-DEG）通道的遷移率遠高于體材料的優勢，AlGaN/GaN 異質結得到了迅速發展。1994 年研究人員報道了其射頻特性，電流增益截止頻率（fT）和功率增益截止頻率（fmax）分別為11GHz 和35 GHz［3］。隨 后，GaN 基HEMT 器件在工藝技術和器件結構設計方面取得重要進展，進一步提升了器件的射頻特性指標。一種是利用SiN 鈍化層來降低材料表面附近表面態密度，從而抑制電流的崩塌，提高器件的功率特性［4-5］；另一種是引入場板結構，調節柵極和漏極之間的電場分布，從而降低峰值電場，提高器件的擊穿電壓［6-7］。這兩種技術的結合使得在4 GHz 下的功率密度記錄達到了41 W/mm［8］。

毫米波指的是頻率范圍為30～100 GHz 的電磁波，主要是Ka-W 波段。5G 通信、衛星通信和毫米波雷達等應用場合都需要用到毫米波波段。相比射頻與微波頻段，毫米波最具競爭力的特點是：一方面在于其極為豐富的頻譜資源和大氣吸收特性，這使得工作于大氣窗口的收發機擁有大帶寬，而工作于大氣吸收峰的收發機不易被竊聽；另一方面在于毫米波頻段的電路尺寸往往很小，可以做成單片毫米波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC），這一天生的高集成度優勢使其便于攜帶和隱藏。然而，相比于低頻段，如此高頻率的工作場合給電路和系統的設計帶來了諸多挑戰，尤其是功率放大器（Power Amplifier，PA）的設計，其主要指標包括輸出功率Pout、增益（Gain）、功率附加 效 率（Power Added Efficiency，PAE）、帶 寬（Bandwidth，BW）和線性度等射頻指標。毫米波段的片上損耗、工藝波動和晶體管的物理極限給PA的設計帶來更多限制。

常見的半導體工藝（如GaAs、InP、SiGe和CMOS等）都有成熟的工藝和良好的高頻特性，可用于毫米波MMIC PA 設計。對于發射機來說，其核心指標是覆蓋范圍，它由天線增益和PA 輸出功率共同決定，盡管總發射功率可以通過大量PA 功率合成來實現，但晶體管的功率密度才是決定性因素。相比于以上工藝，化合物半導體中的GaN 基HEMT 器件在功率密度、效率和帶寬這三方面具有優勢，GaN HEMT 器件中的2-DEG 使得其可以工作在毫米波頻段，而GaN 材料的寬禁帶特性使得器件具有更高的功率密度。各種工藝之間的對比如圖1 所示［9］，可以明顯看到GaN 基HEMT 器件的工藝優勢。

圖1 常見半導體射頻技術的性能對比Fig.1 Performance comparison of common semiconduc‐tor radio frequency（RF）technologies

1 GaN 毫米波功率器件現狀與發展

對于毫米波器件，主要是提高頻率特性，包括fT和fmax。這些頻率參數主要由載流子遷移率、電子飽和漂移速度、柵極長度、縱橫比、通道電阻、寄生電容和寄生電阻共同決定的。2000 年，采用分子束外延（Molecular Beam Epitaxy，MBE）生長的AlGaN/GaN HEMT 外延結構，器件柵長為50 nm，其fT達到 了110 GHz，fmax達到140GHz以上。但是，其勢壘層相對較厚，從而降低了器件的柵控能力，產生了短溝道效應，器件的fT和fmax也不隨柵長的減小而線性增加［10］。為了抑制短溝道效應，保證器件的柵控能力，勢壘層厚度就需要與柵極長度等比例地減小。2008年，采用6nm的AlGaN勢壘、60nm柵長的器件的fT和fmax分別達到190 GHz 和227 GHz，遠高于之前的報道結果。在2010 年，麻省理工學院采用20 nm 的AlGaN 勢壘層，并結合凹槽技術來減少柵下的勢壘層厚度來保證柵控能力，將源漏間距（Length of source and drain，Lsd）減少到1 μm 來減少寄生電阻，并配合60 nm 的柵長，最終制備出了300GHz記錄的fmax，這是AlGaN/GaN異質結器件報道的頻率特性最優值［11］。之后，人們利用InAlN材料強極化的特點，使得薄勢壘層可以提供更高密度的2-DEG。2012 年，岳遠征［12］采用7.5 nm InAlN勢壘的異質結構，2-DEG 密度達到1.92×1013cm?2，方塊電阻達到262 Ω/□，并采用865 nm 的源漏間距來減小串聯電阻，源漏再生長的歐姆接觸電阻為0.16 Ω·mm，最終創造出了370 GHz 的紀錄。為了獲得更高的頻率，勢壘厚度應該變得更薄，休斯研究實驗室（Hughes Research Laboratories，HRL）提出了一種厚度為3.5nm的AlN超薄勢壘，結合20nm的自對準T型柵和n+GaN源漏再生長技術，制備出了具有454GHz和444GHz的超高fT和fmax的器件［13］。

為了實現具有高工作頻率、高增益和高功率的氮化鎵毫米波功率，主要需解決低損耗柵結構、短溝道效應抑制、寄生電阻抑制等關鍵技術研究。接下來介紹氮化鎵毫米波功率器件的各個關鍵技術發展。

1.1 低損耗柵結構

高飽和速度和擊穿電場使得GaN 基HEMTs對高速、高功率的應用具有很大的吸引力，為現代通信和科學探索提供了廣闊的前景［14］。為了減小柵電極的電阻，補償I 型柵因截面積的減小所導致其電阻的增加值，獲得一個更高的fmax，大部分研究者采用T 型柵，實現高功率、高頻率和高效率，確保毫米波功率器件性能指標的持續提升。T 型柵結構如圖2 所示。T 型柵通常用于高頻率1～300 GHz，因為T 型柵同時具有短柵長和低柵極電阻的特點［15］。T 型柵中Cgs、Cgd與柵脖子高度的仿真曲線如圖3 所示。

圖2 T 型柵結構圖Fig.2 T-gate structure

圖3 T 型柵中Cgs、Cgd與柵脖子高度的仿真曲線［2-6］Fig.3 Simulation curves of Cgs，Cgd，and gate stem height of T-gate［2-6］

柵制備工藝是毫米波器件制備過程中最重要的步驟之一。對于在毫米波頻率下工作的器件，通常會采用具有亞微米尺寸柵“腳”的T 型柵，與常規使用的I 柵相比，這種柵具有更低的寄生電阻和電容。為了制作這樣的T-型柵，一般會使用多層光阻做掩模，掩模的圖案大多是由電子束光刻定義的［16］。而光阻層的類型、數量的選擇主要是根據柵的形式和幾何尺寸來決定的。同時，曝光和顯影條件應分別對應每個光阻層單獨做選擇。

由于傳統T 形柵工藝會對光刻的精度提出嚴峻的挑戰，一些研究者提出了利用犧牲層的方法，如將HEMT 中支撐的柵極的SiN 鈍化層去除；也有少數研究人員對犧牲層進行細化，如Ge-spacer、光阻犧牲層結構等［17］，或者采用一種很薄的鈍化保證高功率應用電流崩塌效應得到有效抑制，如圖4 所示。綜上所述，上述T 型柵結構的工藝實現方法能有效地滿足毫米波產品的不同需求。

圖4 100 nm T 型柵SEM 圖和兩種器件的小信號測試曲線［2-13］Fig.4 SEM diagram of 100 nm T-gate and small signal test curve of two devices［2-13］

1.2 短溝道效應抑制技術發展

對于從Ka 波段到W 波段的高頻工作范圍，短的柵長和溝道中載流子的快速輸運是非常必要的。然而，將柵長縮小至深亞微米量級會導致所不期望的短溝道效應［18］。對于關態下的晶體管，短溝道效應表現為閾值電壓的漂移、夾斷特性的退化、亞閾值擺幅的增加，以及漏致勢壘降低效應的增加。對于開態下的晶體管，短溝道效應表現為輸出電導的增加以及射頻特性的退化。關態下不同柵長器件在不同漏壓下的電勢分布如圖5 所示。

圖5 關態下不同柵長器件（Lg=70 nm，500 nm）在不同漏壓下（Vd=5 V，10 V，15 V）電勢分布Fig.5 Potential distributions of devices with different gate lengths（Lg=70 nm，500 nm）at different drain voltages（Vd=5 V，10 V，15 V）at off-state

短溝道效應的原因在于柵對溝道控制能力的退化和開態及關態下漏極電場影響的增強。根據等比例縮小的原則，為了避免短溝道效應，要求柵到載流子溝道的距離小于物理柵長的1/π［19］。換而言之，削弱短溝道效應可以通過減小柵到溝道距離d保持高的縱橫比（Lg/d）來 實 現［20］。GaN HEMTs 的fT-Lg曲線如圖6 所示。不同Lg/d下實際fT和理論估算的fT等比例行為的偏差量，對于評估通過縱橫比設計改善短溝道效應而言是有效的。

圖6 GaN HEMT 器件柵長倒數與電流截止頻率對應關系［21］Fig.6 Corresponding relation between the reciprocal gate length of GaN HEMT device and the current cutoff frequency［21］

由TANG 報道超高速GaN HEMTs 的輸出特性和轉移特性如圖7 所示。由圖6 可知，具有高頻特性的GaN HEMTs 仍然遭受輸出電導和漏致勢壘降低效應增加的影響，這可能是由于較低的縱橫比（＜4）所影響的，這也限制了頻率特性的進一步提升。根據之前的討論，削弱短溝道效應的關鍵點在于保持高的縱橫比（Lg/d）。近年來，許多研究小組展示了不同的方案，用于改善短溝道效應，包括凹槽柵結構、InAlN 和AlN 薄勢壘層設計、背勢壘設計、Fin 結構，以及這些技術之間的融合設計。

圖7 超高速GaN HEMTs 的輸出特性和轉移特性［22］Fig.7 Output and transfer characteristics of hypervelocity GaNRF devices［22］

1.3 寄生電阻降低技術

在高功率和提高效率的應用中，提高器件的接觸電阻特性是至關重要的。寄生電阻是評價歐姆接觸質量的重要參數，因此，減小歐姆接觸電阻是提高器件頻率性能的重要途徑。降低歐姆接觸電阻的方法有很多，如源和漏極區域的n 型摻雜歐姆再生技術、源漏區域離子注入技術、Si 摻雜技術等。盡管研究采用了不同的方法實現較低的接觸電阻，但其核心理論都是提高材料的摻雜濃度減少Rc和有源區電阻。

目前，歐姆再生長應該是提高器件頻率性能的最有效的方法，特別是在高頻應用中。基于中心理論，為了進一步提高超短尺寸器件的性能，比如使工作頻率更高、效率更高。由于接觸電阻通常在總寄生電阻中占主導地位，所以盡量減小接觸電阻是非常可取的。由于GaN 基HEMTs 在金屬和半導體之間，具有較寬的帶隙和較大的勢壘高度，因此，實現低的歐姆接觸電阻一直是一個挑戰。在GaN 基HEMT 器件中，已經研究了許多不同程度的成功方法，其中，MBE 在再生長界面接觸是所有報道中最低的接觸電阻［23-24］。

2012 年4 月，圣母大學的GUO 等［25］首先報道了與再生長界面電阻有關的溫度依賴性物理機制。他們在InAlN/AlN/GaN HEMTs 上制備了MBE 再生長的非合金歐姆接觸，傳輸線模型（Transmission Line Model，TLM）結構與形貌如圖8所示，得到了0.05 Ω·mm 的再生長界面電阻，如圖9 所示。

圖8 InAlN/GaN HEMTs 的TLM 結構與形貌Fig.8 TLM structure and morphology of InAlN/GaN HEMTs

圖9 InAlN HEMT 再生長結構的TLM 擬合曲線和再生長界面電阻的溫度依賴性Fig.9 TLM fitting curves of regrowth InAlN HEMT and temperature dependence of regrowth interfacial resistance

2 毫米波GaN MMIC PA 研究現狀

受限于晶體管的物理極限和半導體的工藝限制，毫米波MMIC 難以實現與低頻射頻功率放大器（Radio Frequency Power Amplifier，RFPA）一樣的高功率、高效率和大帶寬特性，一些低頻PA（如推挽式和E 類功放等）設計方法也難以應用到毫米波MMIC 上。毫米波MMIC 的功放架構和設計方法有其自己的特點，以下總結了適合Ka-W 波段GaN MMIC PA 的架構和設計方法。

2.1 有耗電抗匹配方法

有耗電抗匹配是最常用的片上功率合成方法。受限于HEMT 輸出寄生電容，此方法適用于中等帶寬設計，可以滿足絕大多數應用場合。匹配網絡的損耗與合成路數密切相關，合成路數越多，損耗越大。有耗電抗匹配技術往往會結合諧波調制技術提高PA 的飽和效率，這兩種技術針對中高功率PA設計是GaN MMIC 的首選設計方法，各大研究機構和商業巨頭均廣泛使用。

2.2 波形調制方法

功放的耗散功率計算如下：

式中：Pdiss為耗散功率；T為時間周期；Vd(t)為漏極電壓；id(t)為漏極電流。

可以看出，時域電壓電流波形的重疊部分產生了耗散功率，惡化了效率。因此，波形調制通過減小時域電流電壓波形重疊部分來降低功耗，提高效率。當功放工作在飽和區附近時，輸出電流中包含大量的諧波分量，通過調整輸入和輸出各次諧波阻抗可以使得各次諧波在漏極疊加，改變輸出電壓和電流波形，從而提高功放效率。毫米波可用的波形調制技術主要為F 類和J 類。

理想F 類功放電流為半正弦波，電壓通過疊加所有奇次諧波而形成方波，理論效率為100%，其負載阻抗對奇次諧波開路，偶次諧波短路，即

式中：ZL，n為n次諧波的負載阻抗。

在毫米波段，器件的輸出寄生電容對諧波近似短路，因此，很難實現對高次諧波的控制，一般F 類功放設計只能控制三次諧波。基于F 類功放可以衍生出逆F 類功放和連續F 類功放，連續F 類設計可以提升功放帶寬。J 類功放是對B 類功放設計的延伸。J 類功放需要做二次諧波匹配：基波匹配到感性負載、二次諧波匹配到容性負載。其基波和二次諧波阻抗為

式中：Zf0為基波阻抗；Z2f0為二次諧波阻抗；RL為阻抗實部。

由于J類功放是B 類功放的延伸，因此，它有著與B 類功放相似的線性度，基于J 類功放可以衍生出逆J類功放和連續J類功放。連續J類功放有著寬帶高效高線性的良好特性，但需要精確控制阻抗，其電壓峰值高于2Vdd，有擊穿器件的風險，得益于GaN 高擊穿電壓的優勢，這種工作模式很適合GaN MMIC 設計。以下是采用這兩種技術的國內外MMIC 總結［26-32］：

2014年，東南大學余旭明等［26］使用150nmGaN/SiCHEMT工藝，設計了工作于28～31 GHz的兩級功放，其輸出功率為40.5 dBm，增益為16 dB，效率為20%，如圖10 所示。

圖10 28～31GHz Ka 波段高功率功放［26］Fig.10 28～31 GHz Ka-band high power amplifier［26］

2015 年，Northrop Grumman公司使用200nmGaN/SiCHEMT工藝設計了工作于26～30 GHz 的兩級功放，其輸出功率為45.0 dBm，增益為20 dB，效率為30%，如圖11 所示。

圖11 26～30 GHz Ka 波段高功率高效率功放［27］Fig.11 26～30 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［27］

2016年，東南大學余旭明等［28］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝，設計了工作于34～36 GHz的三級功放，其輸出功率為41.9 dBm，增益為23 dB，效率為27%，如圖12 所示。

圖12 34～36 GHz Ka 波段高功率高效率功放［28］Fig.12 34～36 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［28］

2016 年，QORVO 公 司CHEN 等［29］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝設計了工作于32～38 GHz 的兩級功放，其輸出功率為4.5～5.2 W，增益為17 dB，效率為25%～34%，如圖13 所示。

圖13 32～38 GHz Ka 波段高功率高效率功放［29］Fig.13 32～38 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［29］

2018年，OMMIC公司使用100 nm GaN/Si HEMT 工藝設計了工作于37～43 GHz 的三級功放，其輸出功率為33.0 dBm，增益為20 dB，效率為30%，如圖14 所示。

圖14 37～43 GHz Ka 波段高功率高效率功放［30］Fig.14 37～43 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［30］

2018 年，IAF 公司設計了工作于70～110 GHz的四級功放，該功放橫跨W 波段，使用了新型偏置網絡，其輸出功率為25.6～28.6 dBm，增益為11～13 dB，效率為6.1%～8.6%，如圖15 所示。

2018年，HRL實驗室CAMARGO等［32］設 計 了工作于98～122 GHz 的五級功放，其輸出功率為25.0 dBm，增益為20 dB，效率為8%，如圖16 所示。

圖16 98～122 GHz F 波段高功率高增益功放［32］Fig.16 98～122 GHz F-band high-power and high-gain power amplifier［32］

2.3 平衡式MMIC 設計

毫米波頻段的Lange 耦合器尺寸小，因此有利于片上平衡式MMIC 設計。平衡式PA 的阻抗變換需求小，抗負載失配能力強，可在寬帶范圍內實現平坦的增益和功率特性以及優秀的匹配特性。但片上耦合器的引入增加了輸出匹配網絡的損耗，因此效率較低。以下是國內外平衡式MMIC 的總結：

2012 年，TriQuint 公司CAMPBELL等［33］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝，設計了工作于23～30 GHz 的三級平衡式功放，其輸出功率為39.0 dBm，增益為20 dB，效率＞23%，如圖17所示。

圖17 23～30 GHz Ka 波段高功率平衡式功放［33］Fig.17 23～30 GHz Ka-band high-power balanced power amplifier［33］

2016 年，QORVO 公司CHEN 等［29］使用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝設計了工作于32～38 GHz 的三級平衡式功放，其輸出功率為9.0～11.2 W，增益為22 dB，效率為30%～35%，如圖18 所示。

圖18 32～38 GHz Ka 波段高功率高效率平衡式功放［29］Fig.18 32～38 GHz Ka-band high-power and highefficiency balanced power amplifier［29］

2020 年，天津大學王科平等［34］聯合55 所設計了工作于92～98 GHz 的四級平衡式功放，該功放使用片上諧振結構做了電磁仿真校準，其在95 GHz 輸出功率為37.8 dBm，增益為15 dB，效率為18%，如圖19 所示。

圖19 92～98 GHz W 波段高功率高效率平衡式功放［34］Fig.19 92～98 GHz W-band high-power and highefficiency balanced power amplifier［34］

2.4 分布式功放設計

分布式功放可以獲得跨越好幾個倍頻程的帶寬，而且增益和功率特性平坦，這是其他設計方法和架構無法達到的。但分布式功放增益和效率較低，輸出功率受限于漏極偏壓，使用GaN 工藝有利于大幅提升分布式功放的性能。

2014 年，DENNLER 等［35］使 用100 nm GaN/SiC HEMT 設計了工作于6～37 GHz 的非歸一化分布式功放，該功放使用雙柵驅動且兩級級聯，其輸出功率為31.0 dBm，增益為17 dB，效率為10%，如圖20 所示。

圖20 6～37 GHz C-Ka 波段超寬帶分布式功放［35］Fig.20 6～37 GHz C-Ka band ultra-wideband distributed power amplifier［35］

2015年，JAMES等［36］設計了工作于75～100 GHz的分布式功放，其連續波輸出功率為34.0 dBm，增益為15 dB，84 GHz處效率為12%，如圖21所示。

圖21 75～100 GHz W 波段寬帶分布式功放［36］Fig.21 75～100 GHz W-band distributed power amplifier［36］

2016 年，QORVO 公 司 的CAMPBELL 等［37］使用150 nm GaN/SiC HEMT 設計了工作于16～40 GHz 的非歸一化分布式功放，其連續波輸出功率為36.0～39.0 dBm，增益為24 dB，效率為10%～20%，如圖22 所示。

圖22 16～40 GHz K-Ka 波段超寬帶分布式高效功放［37］Fig.22 16～40 GHz K-Ka band ultra-wideband distributed high-efficiency power amplifier［37］

目前毫米波氮化鎵單片在航天領域已經廣泛應用，基于氮化鎵MMIC 的部組件已經應用在系統型號上。基于17～22 GHz 10 W 氮化鎵單片為核心放大單元，采用波導功率合成技術完成的Ka 頻段固放已經應用于鴻雁融合星饋電毫米波發射通道，整個固放最大效率達到38%，輸出功率最大達到30 W。固放還包括了增益放大、溫補、MPA 雙端口切換、電調和功率遙測等功能。基于27～31 GHz 通信頻段的氮化鎵MMIC 單片也成功得到應用，其多芯片功放部件用在某型號中。同時，22～25 GHz、24～27 GHz 10 W 的氮化鎵芯片也陸續用在通信、數傳等多種型號中。在更高的頻段33～34 GHz 15 W 固放、37～42 GHz 20 W 固放已經是成熟產品，部分產品已完成在軌驗證。未來氮化鎵單片隨著電路工作頻率的升高、輸出功率的增加和可靠性的提升，W 頻段、Q/V頻段和THz 頻段的氮化鎵單片將在高通量通信、高速數傳和空間對抗等領域發揮重要作用。

3 結束語

國外對于GaN MMIC PA 的研究比較早，以美國為首的西方發達國家將GaN 微波毫米波功率器件及MMIC 技術作為軍用微電子技術發展的重點，Cree、Qorvo、UMS 和OMMIC 等公司推出了GaN 微波毫米波功率器件及MMIC 產品的代工服務，實現了W 波段及以下的全頻段覆蓋。國內如穩懋半導體、中國電子科技集團有限公司第十三研究所和中國電子科技集團有限公司第五十五研究所等也有自己的GaN 生產線。在未來，GaN 芯片的研究趨勢必然是朝著高效率、高功率、寬頻帶和多功能集成的方向發展。