寬量程標準電能表的設計

何建新，李立雄

（1.廣東省計量科學研究院，廣東廣州，510000；2.廣州市格寧電氣有限公司，廣東廣州，510000）

0 引言

在電能計量檢定工作開展的過程中，經常需要進行寬范圍電流測試研究，為了確保測試數據的連續有效性，因此在測試過程中電流不能進行電流檔位換擋；而目前國內外主要的標準表為了保證寬量程測量精度以及性價比的需要均設置了多個檔位；盡管部分廠家宣稱寬量程設計單其只是在一次采用單匝或多匝CT采樣，因而一次無需換擋設計，但二次還是進行了3檔、4檔甚至更多檔位設計，在測試過程無可避免的面對檔位切換帶來的數據損失，特別是動態變化大的電流信號采集無法精準測量，其原理框圖如圖1所示。

圖1 常規標準電能表原理框圖

由于電子電路的科技發展，針對標準電能表電流換檔及信號采集、處理進行優化設計處理，真正的寬量程標準電能表是可以實現的，采用最新的電子器件，從采樣CT、AD、FPGA、DSP、ARM、工控機進行優化組合設計，理論上就可以實現。其原理框圖如圖2所示。

圖2 寬量程標準電能表原理框圖

1 電流采樣電路

電流采樣是標準表研制的關鍵一環，它直接影響整機的性能，是關鍵中的關鍵。為了確保電壓輸入通道的電隔離性，同時確保幅值及相位的準確性；因此電流通道采用雙極鐵芯電流互感器采樣電流信號；通過有源阻抗的矢量電壓合成來消除互感器測量誤差的方法，帶補償繞組的雙級互感器的電流測量原理如圖3所示。

圖3 有源阻抗的矢量電壓合成原理圖

W3為檢測繞組，將激磁電流檢出，送入補償電路，通過補償繞組W2產生補償電流，使激磁磁通為0，而主回路電流I4可以準確測量出來，即I2從理論上得到公式（1）：

采用檢測繞組的電流獨立電路檢測，使得檢測繞組的二次負載用電子電路容易設計為零。當檢測繞組的二次負載為零時，互感器的合成誤差E在大量程范圍內仍然有非常好的線性，使檢測繞組鐵芯仍處于可測量的線性范圍內。

電流采集范圍從0.001A～100A，達到10萬倍的變化量，為確保0.001A能達到1%的精度，因此需要采集到1uA的信號，也就是采集信號達到千萬位數量級，因此選用24位ADC芯片LTC2380-24,2M采樣速率，ADC SNR為145dBFS，錯碼率LSB達到8.4，逐次逼近型SAR采樣方式，差分采樣輸入接口。

采樣電路在微信號時達到微安級電流，因此運算放大器選用需要考慮電流或電壓的差值較小并且需要予以精確測量低輸入偏置電流的運算放大器。使用這些運算放大器時，放大器的輸入不會淹沒信號。低輸入偏置電流運算放大器在電路設計中起著關鍵作用。例如ADA4625運算放大器，輸入偏置電流可低至25pA，滿足設計需要。

2 電壓采樣電路

為了確保電壓輸入通道的電隔離性，避免電壓取樣長時間高壓高溫引起電阻裱花從而影響電壓測量采集，同時確保幅值及相位的準確性；因此電壓通道采用國內某企業的專利技術設計的雙極鐵芯電壓互感器采樣電壓信號，達到從30V～480V連續信號幅值采樣精度由于十萬分之二，相位采集精度優于0.001度。電壓互感器變比設計為480V:3V；AD采集芯片采用24位ADC芯片LTC2380-24，由于AD片內基準的穩定性較差，因此需要采用高精度外置電壓基準LTC1000，保證電壓基準的準確度及穩定度也就保證了A/D采樣電路的長期穩定性。

3 信號處理

信號處理電路由FPGA+DSP為核心元件組成；FPGA選用ALTERA公司的Stratix系列高性能、大容量芯片，FPGA是作為連接AD芯片和DSP芯片的橋梁不二之選，采用FPGA作為AD信號讀取有著其他芯片無可比擬的優點，由于FPGA具有同步多AD并發讀取功能，因此相關聯信號采集相位準確度得到很好的保障。原理框圖如圖4所示。

圖4 FPGA+DSP構造框圖

DSP負責數據處理及運算以及采集數據輸出，選用TI公司TMS320C66X系列DSP，該系列是浮點DSP，浮點計算的速度高，閃光之處是可以通過循環提高運行速度，主頻1.0GHz,單核能夠達到40GMACS和20GFLOPS；包含2個Viterbi處理器和1個Turbo協處理器，8192個多用硬件隊列，支持DMA傳輸；完全滿足前端信號采集的運算量支持。

4 控制電路

控制電路采用獨特的ARM架構芯片+工控機組合控制方式，基于ARM核的各種處理器具有高性能、低功耗、低價格，而且具有豐富的可選擇芯片，目前市面上型號有好幾百種，而且具有廣泛的第三方支持。ARM處理器最獨特之處是具有支持DMA傳輸功能，因此設計采用DMA傳輸方式讀取DSP信號處理數據，配合豐富的外設接口支持如以太網、觸摸屏等實現人機交互，此方式能夠在不影響DSP計算處理的同時進行數據讀取，真正實現“一芯二用”。

5 信號處理算法

標準電能測量的信號主要是低頻成分，它往往蘊含著信號的主要特征，而高頻成分占比相對較小，但它的信息是否能準確的抽取，則決定著信號處理的的細節。因此主要本設計采用快速傅里葉變換和離散小波變換兩種計算相結合方式進行數據分析計算處理。

5.1 快速傅里葉變換（FFT）

FFT是用分裂法（Divide & Conquer）的思想，用來優化DFT 計算矩陣相乘的時間復雜度過高這一問題的算法。FFT的過程大大簡化了在DSP中進行DFT的過程，簡單來說，如果原來計算DFT的復雜度是N*N次運算（N代表輸入采樣點的數量），進行FFT的運算復雜度是N*lg10(N)，因此，計算一個1,000采樣點的DFT，使用FFT算法只需要計算3,000次，而常規的DFT算法需要計算1,000,000次。我們要討論的FFT也只不過是DFT的一種快速的算法。DFT的運算過程如公式（2）：

可見，在DSP里進行的DFT，使用的輸入值是經過ADC后采集到的采樣值，也就是時域的信號值，輸入采樣點的數量決定了轉換的計算規模。變換后的頻譜輸出包含同樣數量的采樣點，但是其中有一半的值是冗余的，通常不會顯示在頻譜中，所以真正有用的信息是N/2+1個點。采用FFT算法能夠使用運算效率提高200倍，如圖5所示FFT算法和直接計算DFT所需復數乘法次數CM與變換點數N的關系曲線。由此圖更加直觀地看出FFT算法的優越性，顯然，當N越大時優越性就越明顯。

圖5 FFT算法和直接計算DFT所需復數乘法次數比較曲線

5.2 離散小波變換（DWT）

離散小波變換在數值分析和時頻分析中很有用，一維小波變換，二維小波變換小波分解:意義就在于能夠在不同尺度上對信號進行分解，使人們在任意尺度觀察信號，將信號分解為近似分量和細節分量。

雖然快傅里葉變換可以反映出信號的整體特征，但細節諧波分量的表現形式往往不夠直觀，并且噪聲會使得信號頻譜復雜化。在信號處理領域一直都是使用一族帶通濾波器將信號分解為不同頻率分量，即將信號f(x)送到帶通濾波器族Hi(x)中，對信號進行分解、剔除、重構處里來完成信號的降噪，降噪流程圖如圖6所示。

圖6 信號降噪算法流程圖

小波分析應用在本設計的小信號處理降噪中及電能諧波信號處理中，需要將連續的小波及其小波變換離散化。一般計算機實現中使用二進制離散處理，將經過這種離散化的小波及其相應的小波變換成為離散小波變換（簡稱DWT）。實際上，離散小波變換是對連續小波變換的尺度、位移按照2的冪次進行離散化得到的，所以也稱之為二進制小波變換。

小波分解的意義就在于能夠在不同尺度上對信號進行分解，而且對不同尺度的選擇可以根據不同的目標來確定。通過不斷的分解過程，將近似信號連續分解，就可以將信號分解成許多低分辨率成分。理論上分解可以無限制的進行下去，但事實上，分解可以進行到細節（高頻）只包含單個樣本為止。因此，在實際應用中，一般依據信號的特征或者合適的標準來選擇適當的分解層數。離散小波變換就是對尺度a和偏移b進行離散化，而不是通常意義上的時間離散化。因為離散的間隔小，數據量和計算量就相當大，因此需要研究降低計算量和加快運算速度的算法。通常把尺度a和偏移b取做冪級數的形式表示。

6 結束語

在JJF1245型評大綱的最新要求下，寬量程、高精度的標準電能表將會是今后電能計量檢測研究的主要方向及潮流。本設計的實現將為數據測試準確度提供有效準確的數據支持，是一種值得全面推廣應用的設計理念。