一種基于2G-ALE中快速信噪比的估計算法

王國波

（廣州海格通信集團股份有限公司，廣東 廣州 510000）

1 2G-ALE鏈路波形簡介

短波通信依靠1.5～30 MHz的電磁波進行信號傳輸，是最早出現并被廣泛應用的無線通信方式，至今仍是中遠距離無線通信的重要手段[1]。短波自適應通信以鏈路建立和信道評估以及鏈路維護完全自動化為主要特征，其中又以ALE為核心技術[2]。2G-ALE是第二代自動鏈路建立的英文簡稱[3]。GJB2077—94標準規定了短波自適應通信系統中自動鏈路建立所采用的波形、信號結構、協議以及性能等基本要求[4]。ALE信號為標準的單邊帶無線電設備的音頻信號，其波形具有8個正交單音，每次1個單音（或符號）來實現8FSK調制[5]。在發送端，當電臺收到命令或數據信息，經過8FSK調制之后，信號以每秒125個單音（或符號）的速率發送，每個單音持續8 ms[6]。相鄰頻點的頻率間隔為250 Hz，各音之間相位連續，從而保證基帶音頻信號占用頻帶最窄，能量更加集中[7]。

基本ALE字由指定的最高有效位（Most Significant Bit，MSB）W1到最低有效位（Least Significant Bit，LSB）W24的24 bit信息組成，分為1個3 bit的報頭和3個7 bit的字符共4個部分[8]。

2 SNR估計算法設計

2G-ALE采用8FSK調制，共8個正交單音，每個單音代表3 bit數據，包含64個采樣點[9]。根據探測信號確定同步后，可以分別對每個單音符號進行FFT變換，在頻域計算信號與噪聲功率，以統計該信道上的信噪比。

2.1 同 步

在計算信噪比之前首先要進行同步。根據其他站發送的探測信號（包含信息為TO+本址，如TO101，表示對方呼叫本地址），用本地產生的8個單音符號分別與之進行相關解調確定初始同步，然后在初始同步的基礎上依次做相關解調、滑動窗口譯碼。當譯碼正確時，即得到譯碼結果為TO+本址，則確認為真正同步，同時確認精確同步位置。

2.2 統計信噪比

從同步位置開始，對探測信號中每64個樣點做一次FFT變換，即對一個單音符號做FFT變換，而在頻域中出現的一個峰值就是信號，噪聲經過FFT變換后仍均勻分布在整個帶寬內[10]。一個單音信號的64點FFT變換頻域如圖1所示。

圖1 一個單音信號的64點FFT變換頻域圖

將峰值記為信號功率值，其余值之和記為噪聲功率值。依次下去分別統計探測信號49個符號（每個符號64個樣點）上的信號功率和噪聲功率值，疊加之后，計算信噪比為：

式中，SNR表示信噪比，sig_power表示信號功率，noise_power表示噪聲功率。

3 仿真結果

仿真AWGN信道下信噪比估計的均方根誤差（Root Mean Square Error，RMSE），仿真次數為1 000，接收端流程如下。首先初始同步；其次滑動解碼精同步；再次從精同步位置開始，每64點做一次FFT，統計信號功率和噪聲功率；最后統計49個64點FFT的功率，累加后計算SNR。

仿真分同步+信噪比估計（高信噪比）和理想同步+信噪比估計（全部信噪比）兩種方案。后一種仿真方案是針對低信噪比時接收端無法同步的情況設計的。

3.1 同步+信噪比估計

同步+信噪比估計情況下的仿真結果如圖2所示。

圖2 仿真結果

根據仿真結果可見，當信噪比大于4 dB時，信噪比估計的RMSE隨著信噪比增加而減小；信噪比較小時，RMSE隨著信噪比增加反而減小。圖2為同步位置與理想同步位置的RMSE，信噪比較小時由于同步位置偏差較信噪比大時要大，導致信噪比估計準確度降低。

3.2 理想同步+信噪比估計

理想同步+信噪比估計情況下的仿真結果如圖3所示。

圖3 仿真結果

根據仿真結果可見，隨著信噪比增加，信噪比估計準確度越高。在加性高斯白噪聲、無頻偏信道下，在SNR=-10～10 dB區間內，信噪比估計的RMSE小于1，并且隨著信噪比增大，信噪比估計的RMSE逐漸減小。

上面是在無頻偏的情況下進行的仿真，下面仿真在有固定頻偏情況下的性能。估計信噪比是通過對單音序列進行FFT變換，計算峰值的功率從而計算SNR，因此當存在頻偏時，FFT后的峰值位置會隨著頻偏移動。當移動位置為整數時，對SNR估計沒有影響；而當移動位置不為整數時，會發生信號功率泄露，導致SNR估計出現誤差。由于頻偏影響，同步概率下降，仿真頻偏為10 Hz、60 Hz、120 Hz理想同步下的SNR估計性能，估計信噪比與實際信噪比的絕對差值均值如圖4所示。

圖4 估計信噪比與實際信噪比的絕對差值均值

根據結果可見，峰值位置遠離整數點的頻偏下（如60 Hz），性能更差，靠近整數點（如120 Hz）的性能越好。此外，根據仿真結果可知，當峰值位置遠離整數點時，信噪比越高，性能越差。這是由于信噪比較高時，峰值上主要是信號功率，噪聲功率很小，因此當存在頻偏影響時，峰值上的信號功率泄露到整個頻域上，峰值位置越遠離整數點，泄露得越多。而當信噪比較小時，峰值除了信號功率還疊加了該點上的噪聲功率，計算信號功率時是將信號與該點上的噪聲功率一并算上。當存在頻偏影響時，峰值上的信號功率有泄露，而該點上的噪聲功率仍在，所以計算的信號功率不如高信噪比時信號功率減小得多。總的來說，就是信噪比越高，有頻偏影響時信號功率泄露越多，信號功率相對越小，與實際信噪比的差值越大。

4 總 結

本文針對2G-ALE 8FSK調制系統，采用對每個單音符號進行FFT頻域功率統計的方式估計信噪比，為LQA提供了一種計算方法，對于現役產品改進和新產品兼容開發以及提升系統性能具有很大參考價值。