低諧次肖特基二極管倍頻器研究進展

唐家軒,李少甫,何婷婷,馬得原

(西南科技大學 信息工程學院,四川 綿陽 621010)

為拓展太赫茲收發系統的工作頻段,進一步地開發和利用太赫茲頻譜資源,需要提供一定信號功率和可調諧頻率的太赫茲波源。全固態太赫茲倍頻源具備結構緊湊、高工作壽命、低直流輸入功率等優勢,成為了獲取太赫茲波的主流方式。在實際應用中,如何產生更高頻段、輸出功率相對穩定的太赫茲波源一直是研究的難點和重點。

國外一些頂尖研究單位和學者將多個輸入輸出探針和多個頻率倍增結構集成在一張芯片上,通過片上探針將一路輸入信號分割成兩路信號,并送入片上非線性器件進行倍頻,在輸出端將倍頻后的兩路信號組合成一路經波導輸出,實現了單個輸出頻率在1 THz 以上的倍頻器[1]。由于國內受到非線性器件的微波在片測試條件、片上集成工藝和輸入驅動功率的制約,較為理想的倍頻器成果主要集中在太赫茲低頻段。為滿足太赫茲技術應用中對于高品質頻率源的需求,如何研制出更高性能的倍頻器受到了更多關注。

固態倍頻器常用的非線性器件主要有肖特基二極管和CMOS 管。肖特基二極管具有高截止頻率、非線性特性不單一、低噪聲等優點廣泛應用在倍頻器的設計中。此外,隨著硅基CMOS 工藝的發展,CMOS 管也顯現出它在太赫茲信號源的應用潛力。Turhaner等[2]采用硅鍺BiCMOS 工藝制作了一款三倍頻器芯片。但受限于CMOS 管的截止頻率,當工作頻率超過截止頻率的一半,器件的性能會急劇惡化,因此目前難以應用到更高頻段。本文以肖特基二極管為出發點,歸納了低諧次倍頻器設計中存在的研究難點和解決方案,綜述了低諧次倍頻器設計的幾種常用電路結構,并總結了低諧次倍頻器在太赫茲領域中的應用場景。

1 肖特基二極管

太赫茲倍頻器按照采用的非線性元件可以分為無源倍頻器和有源倍頻器。在無源倍頻器中,階躍恢復二極管和雪崩恢復二極管常用作高次倍頻,異質結勢壘二極管受特性限制主要用于三次以上的奇次倍頻。肖特基二極管多用于倍頻系數小于4 的低諧頻變換,因此基于肖特基二極管的二次和三次倍頻電路最為常見,其具有寬帶、可調諧和溫度穩定的優點,成為主流的設計對象。

肖特基二極管具有可變電容和可變電阻兩種非線性特性,常根據輸入功率幅度和不同指標要求針對性地選取或研制合適的肖特基二極管。二極管的非線性應用是倍頻器研制的核心,如何選取或研制合適的肖特基二極管是倍頻器設計的關鍵問題。二極管的非線性電阻過大會造成功率耗散,倍頻器的輸出功率會惡化,從而影響倍頻效率,非線性電阻過小寬帶特性會減弱;二極管的非線性電容過小則無法輸出一定功率,增大非線性電容有利于增加二極管的功率容量,但非線性電容過大會給倍頻器的電路匹配帶來巨大困難。不論是阻性或容性二極管都需要折中考慮非線性電阻和非線性電容帶來的影響,即阻性二極管在保證寬帶匹配的同時要留有一定的功率容量,容性二極管在保證能夠輸出較大功率的同時要留有一定的匹配帶寬。

目前對倍頻肖特基二極管的研究有三個方面:(1)探究先進的半導體工藝。例如代鯤鵬等[3]提出了漸變摻雜提高倍頻效率的解決方案。采用垂直結構的二極管相比于采用水平結構的二極管更利于實現高擊穿電壓和更高的功率容量[4]。如圖1 所示,Qi 等提出了一種新型肖特基結接觸結構[5],該新型結構能夠消除肖特基電極邊緣附近積累的電荷,同時更好地隔離金屬電極與輕摻雜層,消除了電極邊緣附近產生的額外電流路徑。與采用常規肖特基二極管結構的倍頻器進行測試對比,采用新型肖特基二極管結構的倍頻器在輸出功率上得到顯著提高;(2)采用新型材料如多層石墨烯,因具有很強的非線性特性,基于該材料的倍頻器能夠輸出很大的奇次諧波功率。采用砷化銦代替砷化鎵,能夠提高倍頻管的功率承受能力,同時降低倍頻管的輸入驅動功率;(3)分析以混合材料制成的肖特基二極管的高頻寄生效應,如等離子體共振效應、趨膚效應等,建立更加精確的二極管等效電路模型,提高仿真精度,使仿真結果更逼近實測結果。

圖1 砷化鎵肖特基二極管橫截面示意圖。(a)新型肖特基接觸結構;(b)常規肖特基接觸結構[5]Fig.1 Schematic diagram of the cross-section of gallium arsenide Schottky diode.(a) New Schottky contact structure;(b) Conventional Schottky contact structure[5]

2 低諧次肖特基二極管倍頻器

2.1 肖特基二極管二倍頻器

傳統意義上,二倍頻器電路按照肖特基二極管能否抵消奇次諧波分量可分為兩個大類:平衡結構與非平衡結構。早在20 世紀90 年代,Porterfield 等[6]就提出了平衡式二次倍頻電路結構。調研了國內外大量二倍頻器的實用設計,列出了二倍頻器常用的兩種平衡電路結構如圖2 所示。第一種結構如圖2(a),基波信號從波導輸入,直接通過調整減高波導的長度和二極管的位置對輸入阻抗進行匹配,核心器件采用n對反向串聯的二極管,奇次諧波分量被管對抵消,輸出匹配電路能夠最大化地提取管對產生的二次諧波信號,最后從波導過渡結構輸出所需二次諧波信號,直流偏置從二極管序列的中點位置加載,偏置低通濾波器有效地阻止了二次諧波信號在直流饋電端口的泄露。這種加饋電端口和輸入匹配的設計大大簡化了電路結構,便于加工。在兩種平衡結構中,目前第一種應用最廣泛。徐鵬等[7]采用此結構設計了一款190 GHz 大功率二倍頻器,測試結果如圖3 所示。該倍頻器在輸出頻點187 GHz 時,倍頻效率達到15.4%,輸出功率達到

圖2 (a)二倍頻器第一種常用平衡電路結構;(b)二倍頻器第二種常用平衡電路結構Fig.2 (a) The first commonly used balanced circuit structure of frequency doubler;(b) The second commonly used balanced circuit structure of frequency doubler

圖3 190 GHz 二倍頻器輸出功率和效率測試結果[7]Fig.3 Measured output power and efficiency of 190 GHz frequency doubler[7]

85 mW。

第二種結構如圖2(b)所示,不同于第一種結構的是,選擇在二極管一側低通濾波器前端的位置開口設置饋電電路。偏置濾波器的作用是防止輸入信號進入饋電端。采用這種結構,饋電端離輸入波導距離較近,相比于第一種結構會帶來微組裝的困難。Liang 等[8]采用這種結構設計了一款180 GHz 二倍頻器。該倍頻器核心器件采用以SiC 作為基底的GaN 二極管,二極管的反向擊穿電壓為15.4 V,并且該二極管本征截止頻率達到了459 GHz。將二極管倒扣在石英玻璃電路上,構成平衡二倍頻器。實測性能顯示輸入功率為2 W 時,在177～183 GHz 頻段,二倍頻器的輸出功率高于200 mW,倍頻效率為9.5%～11.8%。由于GaN 肖特基二極管模型不夠精確和二極管串聯電阻過大,限制了該二倍頻器的輸出功率和倍頻效率。

2.2 肖特基二極管三倍頻器

傳統意義上,三倍頻器電路按照肖特基二極管(多管)能否抵消偶次諧波分量可分為兩個大類:平衡結構與非平衡結構。也可先按照電路是否加饋電端,再結合肖特基二極管功能,可將三倍頻電路結構細分為四類,即平衡加饋電、平衡不加饋電、非平衡加饋電、非平衡不加饋電。

調研國內外大量文獻后,本文列出了三種常用的加饋電的三次倍頻電路結構如圖4 所示。三種加饋電的結構在容性倍頻和阻性倍頻中均有應用,即通過給二極管加載偏置電壓,獲得更高輸出功率,從而提升倍頻效率;這三種形式饋電端所加位置各不相同。當采用反向并聯的二極管對以串聯形式接入電路時,二極管兩端不存在接地情況。采用這種管對接入方式與二極管兩端接地的情況相比,散熱效果會變差。第一種結構如圖4(a)所示,在輸入過渡結構和低通濾波器之間的傳輸線上開口,加偏置電路。這種方式在二極管序列的中點位置施加激勵,加工和微組裝工藝不存在太大問題,國內外都能實現,功率分配均等,散熱效果較好。電子科技大學的呂肖林采用這種結構設計了一款單片集成式三倍頻器[9],三倍頻器電路如圖5(a)所示,圖5(b)展示了該倍頻器的實測數據。采用圖4(a)和圖2(b)這兩種結構會出現兩個問題:一是若偏置電路采用獨立基片,需要通過金絲鍵合將其與二極管電路連接,會引入不確定性;二是若二極管電路基片較薄,懸置微帶線下方是空氣,很容易將基片壓裂,這種情況在高頻倍頻下較為常見。可以從懸置微帶線的開槽口將基片伸出一個枝節來搭載直流偏置濾波電路,即將整個電路基片做成異形,能夠避免底部懸空的基片在金絲鍵合過程中帶來的風險。

圖4 (a)第一種加饋電三倍頻結構;(b)第二種加饋電三倍頻結構;(c)第三種加饋電三倍頻結構Fig.4 (a) The first type of feeding triple frequency structure;(b) The second type of feeding frequency triple frequency structure;(c) The third type of feeding triple frequency structure

圖5 (a)單片集成三倍頻器單片電路;(b)單片集成三倍頻器輸出功率測試結果[9]Fig.5 (a) Monolithic integrated frequency tripler monolithic circuit;(b)Measured output power of monolithic integrated frequency tripler[9]

第二種結構如圖4(b)所示,在二極管一側附近的傳輸線開口位置加載偏置電壓,為了隔離接地和饋電端,需要加旁路電容。這種方式會引起對稱二極管之間幅度和相位的不平衡,同時提升了對加工工藝和微組裝工藝的要求。這種方案在國外較為成熟,但對國內的加工和組裝工藝來說具有一定的難度。Tang 等[10]和Thome 等[11]采用在二極管兩側的開口位置均施加偏置電壓的方法,消除了二極管之間引入的不平衡效應,改善了倍頻電路的性能。Tang 等對比了在二極管一側開口位置加偏壓和在二極管兩側開口位置加偏壓的兩種情況,并根據兩種情況設計了兩款840 GHz 三倍頻器,如圖6 所示。仿真結果表明,根據后一種情況設計出的三倍頻器較前一種情況,其倍頻轉換效率和輸出功率均得到了提高。

圖6 兩款840 GHz 三倍頻器單片電路[10]Fig.6 Two 840 GHz frequency tripler monolithic circuits[10]

電子科技大學的高欣[12]采用了如圖4(c)和圖4(a)所示的倍頻結構,并分別設計了兩款110 GHz 三倍頻器,這兩款倍頻器分別命名為A1 和A2。固定相同輸入功率下,對兩款倍頻器施加偏壓,實測結果顯示在同等偏壓下,A2 的倍頻效率明顯優于A1 的倍頻效率。圖4(c)所示第三種結構較圖4(a)電路結構更容易實現,饋電電路加在基波輸入電路另一端,兩塊電路共用同一塊基板,省去了金絲鍵合,減小了鍵合工藝的不確定性。根據實測結果,相比于A2 倍頻器,A1 倍頻器電路結構會增加饋電端與二極管之間的距離,直流信號的損耗會增加,輸出功率和倍頻效率會受到一定程度的影響。

不加饋電的平衡與非平衡結構在阻性倍頻和容性倍頻中均有應用。調研國內外大量文獻可知,不加饋電的三次倍頻結構如圖7 所示,輸入基波信號經過渡結構和匹配濾波后以較低的損耗進入二極管,用匹配過渡結構最大化地提取三次諧波分量,整體電路結構簡單,制作在同一基片上便于加工。中國工程物理研究院李理等[13]采用這種結構設計了一款寬帶三倍頻器,該三倍頻器的輸出帶寬達到了100 GHz。輸入信號功率10 mW 時,在410～510 GHz 頻段內輸出功率大于50 μW,最大輸出功率105 μW;王俊龍等[14]采用這種結構并結合單片集成工藝設計了一款430 GHz單片集成三倍頻器,在基波輸入功率5 mW 的條件下,測試結果如圖8 所示。該結果顯示在430 GHz 處測得輸出功率為215.7 μW,這款單片集成倍頻器的性能在國內處于領先水平。

圖7 不加饋電的平衡與非平衡結構Fig.7 Balance and non-balance structure without feed

圖8 430 GHz 單片集成三倍頻器實測結果[14]Fig.8 Measurement results of 430 GHz monolithic integrated frequency tripler[14]

3 低諧次倍頻電路設計難點

三倍頻器平衡電路相較于非平衡電路,由于要回收利用二次諧波,基片長度往往會增加。低頻段電路往往采用混合集成形式,在基片有一定厚度的情況下,基片的長短問題不夠突出,但在單片集成形式倍頻電路中這一問題要引起足夠的重視,基片過長會影響其切割成品率,還會在實際電路中引起額外的損耗,更容易造成折斷和損壞,應將電路長度限制在一定范圍內。

高頻段單片集成電路的裝配也成為不可忽視的問題,用導電膠固定基片會引入較大誤差。采用梁氏引線和熱壓金屬鍵合相結合的辦法,即利用無銀膠電路封裝工藝可以大大降低單片電路裝配的困難度和誤差。此外,高頻段倍頻器電路傳輸線選擇并不單一,除應用最廣泛的微帶線外,電子科技大學的紀東峰[15]采用共面線設計了一款三倍頻器,通過仿真軟件查看兩種傳輸線的場分布,發現當二極管橫向放入共面波導時會有更多功率饋入管芯內部。在這種設計場景中,雖然共面波導單位傳輸損耗比懸置微帶線稍大,但是采用共面波導能夠提高管芯利用率。

一旦選定或研制出倍頻管,設計出合理的電路拓撲結構使二極管工作在最佳狀態是決定倍頻器性能好壞的最后一道保障。基于肖特基二極管的電路結構不應該局限于上述幾種常用倍頻結構,而趨于靈活多變。如圖9 所示,Viegas 等[16]展示了雙“Y”型功率組合倍頻電路結構,通過兩個E 平面到H 平面的波導過渡將單個倍頻芯片輸出處的電場旋轉90°,最后利用H平面組合器來實現功率倍增。該倍頻器輸入1 W 功率時,在180 GHz 能提供200 mW 以上的功率。圖9 所示的功率合并技術中,需要使用波導功率合并技術合并不同的芯片,這樣會增加信號的電氣路徑和額外衰減。Siles 等[17]提出了一款單“Y”型功率組合倍頻器,該倍頻器的整體電路結構如圖10 所示,輸入波導的兩個或四個探針同相均分輸入功率,經多個二極管產生的輸出功率在輸出端重新組合,采用MMIC 光刻技術將主體電路制作在一張芯片上并且整個電路的對稱性較好。該設計可避免圖9 所示的功率合并技術中存在的額外損耗。

圖9 多芯片功率組合倍頻器的組裝示意圖。(a)上半部分;(b)下半部分[16]Fig.9 Assembly diagram of multichip power combination frequency multiplier.(a) The upper half;(b)The lower half[16]

圖10 (a)單芯片功率組合倍頻電路結構;(b)功率組合倍頻電路內部單片[17]Fig.10 (a) Single chip power combination frequency doubling circuit structure;(b) Single chip inside the power combination frequency doubling circuit[17]

4 肖特基二極管倍頻器的應用

肖特基二極管倍頻器作為實現穩定太赫茲波源的重要手段,是太赫茲系統的重要組成部分。Siles 等[17]提出的肖特基二極管倍頻器,能夠用來構建新一代緊湊陣列接收機,完成天體物理學和行星科學任務。為提高天氣預報準確性,監測極端天氣現象,需要設計太赫茲頻段被動遙感儀器,大功率源是該儀器接收前端研制的基礎。孟進等[18]基于功率合成技術研制了一款166 GHz 大功率源,該功率源可正常驅動遙感儀器,完成探測冰云粒子尺寸和形狀分布的任務。倍頻器不僅可用于星間探索和大氣探測,還可以有效應用于太赫茲輻射計成像系統,該系統能夠探測到微小目標和隱身目標,具有重要的工程應用價值。倍頻器常與諧波混頻器、功率放大器等其他器件配合使用,在太赫茲通信、軍事等各相關領域發揮著重要作用。

5 結論與展望

低頻段二倍頻器和三倍頻器的設計在國內外日趨成熟,如何設計出適用于更高頻段和能夠輸出更高功率的倍頻器成為研究人員關心的問題。隨著半導體工藝和集成電路技術的不斷成熟,需要關注肖特基二極管和電路拓撲結構。探究二極管制作的新材料和新工藝,提高二極管工作性能是目前研究的熱點。針對電路結構設計中功率損耗大、加工和裝配難、輸出功率低等問題,本文歸納了幾種解決方案。探究新的電路拓撲結構,實現倍頻器更高性能是未來的研究重點。

肖特基二極管倍頻器的研究正邁向一個新的高度,雖然在低頻段內已有許多研究,但高頻段倍頻管的研制和電路拓撲結構的設計仍是亟待解決的問題。提高肖特基二極管倍頻器的性能和功率處理能力是未來太赫茲固態源的發展方向。