基于SiC MOSFET/Si IGBT的670V/100kW城軌輔助逆變器的綜合比較*

姚文革，王 方，劉 陽(yáng)，李偉杰，馬穎濤，劉 博

（1 北京縱橫機(jī)電科技有限公司，北京100094；2 中國(guó)鐵道科學(xué)研究院集團(tuán)有限公司 機(jī)車車輛研究所，北京100081；3 北京建筑大學(xué) 機(jī)電與車輛工程學(xué)院，北京100044；4 北京建筑大學(xué) 城市軌道交通車輛服役性能保障北京市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京100044；5 北京交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，北京100044）

應(yīng)用碳化硅（SiC）和氮化鎵（GaN）等寬禁帶材料是電力電子器件未來(lái)的發(fā)展方向。其中，SiC器件與傳統(tǒng)Si器件相比，能夠有效提升電力電子系統(tǒng)的開關(guān)頻率、功率密度和能量利用效率。因此，SiC器件在諸如電動(dòng)汽車（EV），光伏（PV）逆變器和軌道交通等多個(gè)領(lǐng)域中存在不同程度的研究與應(yīng)用［1-3］。有資料顯示，2016年日本某研究團(tuán)隊(duì)成功研制了一款應(yīng)用SiC器件的高功率密度逆變器［4］，并對(duì)其性能表現(xiàn)進(jìn)行了綜合評(píng)價(jià)，該逆變器的最大輸出功率為35 kW，屬于中等功率系統(tǒng)。由于Si C MOSFET的開關(guān)速度更快，因此其存在比Si器件更顯著的開關(guān)振蕩。針對(duì)該過程的問題，研究人員通過搭建雙脈沖測(cè)試平臺(tái)［5］，分析研究了主回路電感對(duì)該振蕩的影響，指出可以從減小激勵(lì)源和增加緩沖回路的方法，對(duì)開關(guān)振蕩進(jìn)行抑制。另外，有學(xué)者在應(yīng)用SiC器件的同時(shí)，通過引入Zero-Voltage-Switching（ZVS）控制策略來(lái)進(jìn)一步降低功率器件在高頻開關(guān)應(yīng)用場(chǎng)合下產(chǎn)生的功率損耗，從而提升逆變器系統(tǒng)功率密度和效率［6］。但是，在實(shí)際應(yīng)用中實(shí)施該策略，需要在硬件電路內(nèi)增加額外的功率開關(guān)器件，這將導(dǎo)致傳統(tǒng)逆變器硬件結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和EMI設(shè)計(jì)工作變得更為復(fù)雜。盡管Si C器件的工程應(yīng)用還存在一些難題，但隨著SiC器件制造技術(shù)的日益成熟，其市場(chǎng)前景十分可觀。

首先分析了在高頻場(chǎng)合中，減小回路雜散電感以及降低功率器件門極電壓振蕩的方法。基于此方法，文中設(shè)計(jì)了新型的SiC MOSFET逆變器樣機(jī)，并從機(jī)械結(jié)構(gòu)與電氣性能兩方面，對(duì)該樣機(jī)與傳統(tǒng)的Si IGBT逆變器進(jìn)行了對(duì)比分析。分析結(jié)果表明，相比應(yīng)用Si器件的逆變器系統(tǒng)，應(yīng)用Si C器件的新型逆變器系統(tǒng)在功率密度和效率性能上表現(xiàn)優(yōu)異，更能滿足未來(lái)逆變器系統(tǒng)朝小型化、輕量化方向發(fā)展的技術(shù)需求。

1 減小回路雜散電感

逆變器的回路雜散電感主要由母排電感和功率器件自身電感組成。因此，為了使總雜散電感最小，可以從以下2個(gè)方面著手。

1.1 母排結(jié)構(gòu)優(yōu)化

直流母排結(jié)構(gòu)主要有2種設(shè)計(jì)形式，即平鋪式和疊層式。兩者之間最大的區(qū)別在于疊層母排內(nèi)部2個(gè)銅排之間的空間間隔很小。通常選用聚對(duì)苯二甲酸乙二醇酯（PET）等材料作為兩銅排間的絕緣，并疊壓成為一個(gè)整體。2種不同的母排結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 平鋪式母排和疊層母排

疊層母排的三維模型如圖2所示，其中b為母排寬度，D為兩母排間距，h為母線厚度。將電流元分割成無(wú)限個(gè)寬度為dx的載流截面，則流過母排的電流可以表示為式（1）：

圖2 疊層母排的3D模型

根據(jù)畢奧-薩伐爾定律可得式（2）：

式中：r2=（D/2）2+x2，μ0=4π×10-7H/m。同時(shí)，外磁場(chǎng)的計(jì)算公式為式（3）：

在高開關(guān)頻率場(chǎng)合，通常因?yàn)榧w效應(yīng)的影響而忽略母排內(nèi)部電感，所以疊層母排的電感主要受其外電感影響，可以表示為式（4）：

另外，平鋪母排的電感計(jì)算公式與長(zhǎng)直導(dǎo)線的計(jì)算公式類似，如式（5）：

式中：l為導(dǎo)線長(zhǎng)度，r為導(dǎo)線截面半徑。

根據(jù)工程設(shè)計(jì)規(guī)格，D為4 mm，h為0.1 cm，從而分別得到疊層母排和平鋪母排雜散電感值的變化趨勢(shì)，如圖3所示。從圖中的變化趨勢(shì)可以看出，在給定的母排尺寸下，疊層母排的雜散電感遠(yuǎn)小于平鋪母排的雜散電感。

圖3 不同長(zhǎng)度和寬度下疊層母排和平鋪母排的雜散電感

1.2 應(yīng)用去耦電容

通過優(yōu)化疊層母排降低回路電感的能力是有限的。因此，采用在直流母排兩端并聯(lián)去耦電容的方法，進(jìn)一步降低了雜散電感總量，實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓尖峰的有效抑制。

仿真中使用了2組去耦電容（每組3個(gè)電容）來(lái)檢驗(yàn)它們降低回路電感的效果如圖4所示。為了減少雜散電感，去耦電容應(yīng)盡可能靠近功率器件。去耦電容并聯(lián)在疊層母排兩極的仿真結(jié)果見表1。

表1 不同設(shè)計(jì)下的回路雜散電感仿真

圖4 疊層母排的物理結(jié)構(gòu)（仿真頻率=1 GHz）

根據(jù)上述分析可得，去耦電容可以吸收去耦電容與主電容之間的電感，從而降低整個(gè)回路的雜散電感。并聯(lián)的去耦電容越多，雜散電感降低的幅值越多。但隨著去耦電容數(shù)量的增加，其降低回路電感的效果會(huì)逐漸變?nèi)酢；诖耍谕ㄟ^并聯(lián)去耦電容減小逆變器回路雜散電感時(shí)，應(yīng)該在去耦電容的數(shù)量上綜合考慮。

2 結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)對(duì)比

在以上分析的基礎(chǔ)上，文中設(shè)計(jì)了一款基于CREE公司CAS300M12BM2 SiC功率模塊的新型逆變器樣機(jī)。在該逆變器的方案中，我們采用第1節(jié)中所述的2種方法來(lái)減小逆變器系統(tǒng)的回路電感。

文中設(shè)計(jì)的SiC逆變器與傳統(tǒng)的Si逆變器的三維模型如圖5、圖6所示。Si逆變器中有12個(gè)電解電容，而新設(shè)計(jì)的SiC逆變器中只有8個(gè)薄膜電容器（2個(gè)母線電容和6個(gè)去耦電容）。電容數(shù)量的減少和電容類型的改變，降低了逆變器的總質(zhì)量，同時(shí)節(jié)省了逆變器的內(nèi)部空間。在文中的新型逆變器方案中，這些節(jié)省的空間用以安裝電壓和電流傳感器。這些傳感器的集成，可以使數(shù)據(jù)采集更加方便，提高了整個(gè)逆變器的空間利用率，使其成為一個(gè)更加獨(dú)立的系統(tǒng)，有助于在實(shí)際應(yīng)用中減少逆變器與其他設(shè)備或系統(tǒng)之間的干擾。

圖5 SiC型逆變器三維結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

圖6 Si型逆變器三維模型

以上2種逆變器在結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)上的異同見表2。

表2 機(jī)械結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)對(duì)比

3 電氣性能對(duì)比

文中提出的SiC逆變器樣機(jī)的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖7所示，其電路是典型的三相兩電平電壓源逆變器，控制策略是SVPWM方法。

該逆變器樣機(jī)額定直流輸入電壓為670 V，交流側(cè)的額定輸出電壓為380 V/50 Hz（線電壓）。圖7中，C1～C8為薄膜電容器，Q1～Q6為全SiC功率器件，P1～P3為相應(yīng)功率模塊的控制驅(qū)動(dòng)電路。V1是電壓傳感器，I1～I(xiàn)3是電流傳感器。

圖7 SiC逆變器樣機(jī)的電路拓?fù)?/p>

該逆變器樣機(jī)采用全SiC功率模塊CREE CAS300M12BM2，通過螺栓將其固定在散熱器表面，模塊的接觸面與散熱器之間涂有導(dǎo)熱硅脂。SiC逆變器樣機(jī)如圖8所示。

圖8 SiC逆變器樣機(jī)實(shí)物圖

3.1 回路雜散電感

根據(jù)第2節(jié)的理論分析，在直流端并聯(lián)若干具有低寄生電感的電容，可以減小主電路的電感。因此，文中選取具有較小寄生電感和質(zhì)量的薄膜電容作為去耦電容。

通過雙脈沖試驗(yàn)，驗(yàn)證了此方法可以有效抑制主回路的雜散電感。試驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。在圖9記錄的波形中，沒有雙脈沖信號(hào)的波形，是為了保證Vds和Id的數(shù)據(jù)記錄和主電路雜散電感的計(jì)算不受其影響。圖10所示的雙脈沖波形是基于傳統(tǒng)Si逆變器獲得的。

圖9 不同數(shù)量去耦電容下的雙脈沖波形，V dc-bus=700 V,I d-peak=540 A

圖10 應(yīng)用Si IGBT時(shí)的雙脈沖波形，V dc-bus≈700 V,I d-peak≈540 A

根據(jù)這些波形，可以計(jì)算出不同試驗(yàn)條件下不同回路電感值，見表3。試驗(yàn)數(shù)據(jù)的變化趨勢(shì)與表1所示的仿真結(jié)果相符。

表3 不同方案下主回路雜散電感測(cè)量值

3.2 輸出功率

文中對(duì)新設(shè)計(jì)的SiC逆變器進(jìn)行了性能測(cè)試。試驗(yàn)條件如下：直流輸入電壓650～700 V，開關(guān)頻率30 kHz，輸出交流電壓頻率50 Hz（經(jīng)過三相濾波系統(tǒng)），室溫約26℃，負(fù)載可調(diào)，最高可達(dá)132 kW。此時(shí)，逆變器樣機(jī)的功率密度可達(dá)1.49 kW/dm3或3.64 kW/kg。

SiC逆變器連續(xù)運(yùn)行下最大輸出能力的試驗(yàn)結(jié)果如圖11所示。其中，圖11（a）為功率分析儀截圖，表明該SiC逆變器的最大輸出功率可達(dá)132 kW，圖11（b）顯示此時(shí)該SiC逆變器的效率為98.07%。

圖11 SiC逆變器樣機(jī)的最大功率輸出能力

在相近的額定負(fù)載條件下得到的交流輸出電壓和電流波形如圖12所示。圖12（a）為Si C逆變器的輸出波形，圖12（b）為Si逆變器的輸出波形。對(duì)比兩圖可以看出，雖然SiC逆變器的功率密度遠(yuǎn)高于Si逆變器，但是新設(shè)計(jì)的SiC逆變器的額定輸出能力（100 kW）比之前的Si逆變器（106 kW）略弱。

圖12 SiC/Si逆變器的額定功率輸出能力

4 結(jié)論

文中對(duì)一種新設(shè)計(jì)的使用SiC MOSFET的三相全橋逆變器進(jìn)行了較為全面的評(píng)估。在不同的細(xì)節(jié)上，將這款新樣機(jī)與之前采用Si IGBT作為功率器件的樣機(jī)進(jìn)行了比較。

（1）相比于Si型逆變器，SiC型逆變器具有主回路雜散電感小、開關(guān)速度快、體積小、質(zhì)量輕、器件集成度與空間利用率高等應(yīng)用特點(diǎn)。

（2）與Si型逆變器相比，SiC型逆變器的功率密度提高明顯，但同時(shí)其額定功率輸出能力卻比比Si型逆變器要稍弱。

綜上所述，SiC MOSFET的應(yīng)用使傳統(tǒng)逆變器系統(tǒng)的性能得到很多提升，但Si C器件的負(fù)載能力較Si器件仍然偏弱。從這個(gè)角度來(lái)講，SiC器件的發(fā)展與應(yīng)用還需要更多深入的研究。