基于SIMULINK的并網逆變器的仿真研究

彭威亞

(國家電投集團鋁電投資有限公司,北京,100000)

1 逆變器相關概述

在交流并網型風電渦輪發電機組系統中，逆變器一直是一項核心部件和一項關鍵技術，其主要作用功能也就是將一臺風力渦輪發電機組所輸出的千伏交流電經過風力整流、升壓、逆變器等轉變后成為一種可以直接并網的千伏交流電，逆變器實現的目的從前端到后端主要包括整流、電壓逆變、諧波消除、電網跟蹤、防孤島效應等，其中逆變器控制拓撲和控制策略由于直接決定了風力發電的輸出效率，且關系到整個發電系統的穩定性，故而系統性地研究風電并網逆變器具有十分重要的意義。

2 逆變器的拓撲結構及基本原理

2.1 并網逆變器拓撲結構

新能源汽車發電機所輸出的電流既有高壓交流電也就沒有直流電，如果像風能，發電機組等輸出的如果是高壓交流電，通常都需要先對其進行高壓整流，再通過交流逆變器進行并網；而又如太陽能，發電廠等輸出的如果是直流電，則通常可直接通過逆變后再并網。逆變器常見的限制拓撲逆變結構包括有限制雙PWM 逆向電變型、不限制可控高壓整流SPWM 逆向電變型、不限制可控高壓整流PWM 逆變型和拓撲型等結構。本文對于并網網絡逆變器的無線拓撲網絡結構模型作出了選用并對雙PWM 型并網拓撲結構進行理論研究與設計描述。

雙PWM 全控型全控逆變升壓器整流電路設計圖結構如所示圖1 所示，風電機組所輸出的三相交流電通過進行整流、升壓、逆變等四個環節后再被并入交流電網，其中通過整流升壓環節和通過逆變升壓環節均分別使用了PWM 型的全控型升壓三相整流電橋。此種拓撲電路具有一定性能優點，目前該機的拓撲電路結構并行比較成為主流。但該機的拓撲電路結構也是具有其固有的優缺點：PWM 兩型整流器內部使用的是全控型三相整流電橋，增加了整流系統維護成本。

圖1 雙PWM 型拓撲結構

2.2 逆變器數學模型與解耦分析

2.2.1 三相電壓全控型逆變器的工作原理

三相輸出電壓源的全控型直流逆變器的基本結構如框圖2 所示，直流側輸出電壓用一個直流輸出電壓而該源代表的是發電機直流輸出端的電能和經整流之后的直流輸出電壓源的水平，用信號dcU表示。

圖2 三相電壓全控型逆變器示意圖

任何時刻，三相電動橋的每對單個橋臂都可能只有一個橋臂開關自動導通，一個橋臂開關自動關斷。現以它與A 相導通為一示例，當V1導通，V2關斷時，U a=Udc2；V1關斷，V2導通時，U a=Udc2。同理也盡可能地根據V3-V6的高壓導通關閉中斷工作情況即可得出各個工作時刻Ub、Uc的導通電壓額定值。易知每一相機的輸出輸入電壓都應具有正負輸出電壓水平兩個工作狀態，且正負輸出電壓水平狀態出現的持續時間各大約占半個輸出電平工作周期。通過利用SPWM 對V1-V6六個節點IGBT 節點進行合理電能控制就可以能準確輸出與移動電網額定電壓、頻率、相位、相序相位等符合的并網電能，實現安全智能并網。

2.2.2 逆變器的數學模型

風電耦合并網風力逆變器的主要特點之一是采用多維度，強電力耦合，為了大大降低系統控制上的難度，增加控制的可靠性，就需要進行解耦。因此，須進行3s/2r和2r/2s坐標變換，在dq坐標系下建立數學模型，達到P 和Q 的解耦控制。

在dq坐標系中，可按照直流高壓控制驅動系統的基本設計操作方法進行設計高壓逆變器直流控制驅動系統，變量參數要少很多，且沒有相互耦合，比在abc坐標系下直接按照設計交流控制系統簡單得多。設零刻度時刻dq坐標系的D 中心軸與αβ坐標系的α中心軸相重合，代表一個有功乘積分量，q軸超前d軸90°，代表一個無功分量。根據瞬時性的無線電功變換理論，d軸按時是電網時間電壓軸的矢量函數方向，從αβ坐標系輸出變換矩陣到dq坐標系，其中的變換矩陣一定可以是電網時間的矢量函數，兩坐標系的變換參數時間關系描述如下：

式中，Ud，Uq，id，iq——dq坐標系中的變量；

Uα，Uβ，iα，iβ——αβ坐標系中的變量；

ω——電網基波角頻率。

整理可得dq坐標系下的逆變器模型：

化簡得：

3 基于雙PWM 逆變器的搭建與仿真

3.1 逆變器控制系統的結構框圖

本文對我所研究設計出的風電逆變器系統總體的智能動態控制系統結構及其框圖設計如軟件圖3 所示。圖中，Udc*是兩個給定的中間直流反饋電壓，Udc是給定作為兩個外環調節反饋的中間直流反饋電壓，二者之差就是作為兩個PI 內環調節器的外環調節反饋信號并在進入兩個PI 外環調節器后再進行內環調控，調控的最終結果又就是作為內環d反饋軸的中間給定反饋電流id*。作為交流內環電壓反饋的交流逆變器在電網側端和并網端的交流外環電流反饋信號經過直軸坐標方向變換后可得到兩相軸在靜止直軸坐標系下的直軸方向分量id。iq*賦值因數為0 以后可獲得小于單位電機功率值的因數。d軸和q軸各自的軸對反饋在測量和給定量信號進行綜合比較后分別直接進入獨立的機和PI 并在調節器之間進行獨立控制調控，PI 通過調節器的兩個輸出控制結果直接注入到對反饋的三相電網中在電壓以及dq軸互相之間的電力耦合器測量之后進行解耦，經過兩個坐標系的變換將軸對反饋進行調控的輸出結果直接變換到兩相之間旋轉時的坐標系，然后把兩個信號分別交給軸的SPWM 進行調控，對每個逆變器三相橋上控制開關上的器件信號進行獨立控制，實現了對逆變器的獨立控制。

圖3 逆變器的動態控制結構圖

3.2 逆變器模型搭建

根據雙閉環控制先電壓內環后電流外環的設計原則，本文先研究設計外環電流電壓內環，然后將外環電流電壓內環控制視為外圍電壓電流外環的一部分，進行內環電壓電流外環的控制設計,可以正確畫出驅動電流控制內環的電壓動態系統結構流程框圖，此處僅對q軸驅動電流的內環控制公式進行示例分析，iq內環驅動控制的電流動態系統結構流程圖公式如框圖4 所示。

圖4 iq 內環控制的動態結構圖

由于新型風力發電電流逆變器內環控制驅動系統必須需要良好的內環跟隨驅動性能，才能很好適應電力風電的自動隨機性，電流電壓內環自動控制的主要目的就是為了跟蹤發電風能的自動變換，故本文按一種典型型號的系統實例設計采用電流電壓內環控制PI 電流調節器

3.3 仿真結果分析

該控制模型中最重要的部分就是驅動電網側和驅動轉子側的這兩個整流變換器及其它的控制器集成模塊，這個電路稱為具有雙PWM 型的變流變換器控制電路。雙PWM 系列變流器通常會在不同運行時期分別處于通過整流或者通過逆變的電流運行停止狀態，兩個PWM 根據自身檢測到的系統參數和控制目標相互獨立控制運行，兩者之間也可以根據統一目標進行統一協調的控制運行。

圖5 風機啟動后A、B、C 三相電流波形

DFIG 的風速設置為恒定風速，從圖3-4 中可知系統啟動時間大約需要0.8 秒后穩定，根據上圖可以看出，穩定以后輸出的電壓THD 含量從2.89%降到了0.41%，穩定后輸出的電流THD 含量從1.97%降到了0.84%。

由圖6 可知在系統的啟動后，DFIG 系統開始向電網發出有功功率，大約經過1.2S，系統進入穩定狀態，當風速不變時，DFIG 系統向電網的發出的有功功率也基本趨于穩定。

圖6 風機有功功率波形

由于本文整流設計的技術重點主要是直流逆變器，仿真直流逆變器時需要忽略的是整流器在得到直流輸出電壓之前的幾個環節。為了準確仿真高壓逆變器的直流并網運行性能，逆變器的直流側可連接一個1100V 的高壓直流電源穩壓源，設= 0可獲得一個單位值的功率諧波因數。

4 結論

本文首先詳細描述了各種風電仿真逆變器的基本拓撲網絡結構和設計控制策略，以此基礎建立風電并網仿真逆變器基本數學虛擬模型并然后進行并網仿真設計試驗，仿真研究結果充分驗證了所搭建設計的風電并網仿真逆變器的基本數學虛擬模型的設計可行性，說明了所搭建的并網仿真試驗模型的設計正確性，逆變器的基本設計控制思路、設計控制方法和仿真設計試驗效果均完全符合風電工程設計要求。