跳頻OFDM系統的跟蹤干擾抑制算法及其仿真分析

徐子龍 張欣 肖文奎 朱慶

（中國電子科技集團公司第七研究所 廣東省廣州市 510310）

1 背景

OFDM（Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交頻分復用）技術抗多徑衰落能力強，頻譜效率高，是眾多商用寬帶通信系統（如Wi-Fi，4G/5G，WiMax，DVB-T等）實現寬帶無線傳輸的技術基礎[1]，但在干擾環境下的性能會明顯下降[2]。跳頻技術抗干擾能力強，是戰術通信中對抗干擾的主要手段。將這兩種技術相結合的跳頻OFDM系統被認為是實現寬帶無線軍事通信的有效傳輸方式，越來越被重視[3][4][5][6][7][8]。

跳頻OFDM系統雖能高效地應對阻塞類干擾，但對于跟蹤干擾卻難以實現高效躲避。實際上跟蹤干擾是伴隨跳頻系統而生的一種常見的惡意干擾形式，其產生機理為：干擾機通過截獲的發射機信號，獲取突發跳的頻點，然后在相應的頻點發送干擾信號，由于存在處理和傳播時延，接收機收到的突發跳尾部被惡意干擾。接收機因無法獲得無干擾的突發跳導致通信性能急劇下降甚至中斷。理論上，提高跳頻速率可以降低突發跳尾部被干擾的比例[9]，但增加跳頻速率意味著跳周期變小，導頻和換頻保護等開銷占比上升，這與跳頻OFDM系統提升頻譜效率的初衷相悖。因此，研究跳頻OFDM系統的跟蹤干擾抑制問題具有現實意義。

文獻[6]通過切換到快跳模式來應對跟蹤干擾，靈活性不夠，適應性不強。文獻[10]采用多路并行跳頻系統來對抗各類干擾（包括跟蹤干擾），性能極佳，但同時存在兩套或多套跳頻系統，復雜度太高了。文獻[11][12]采用自適應天線抑制跟蹤干擾，將零波瓣對準干擾信號方向，降低了進入接收機的干擾信號能量，改善了系統性能，然而實時的天線校準和跟蹤不易實現。文獻[13]利用低密度循環冗余校驗碼的內在錯誤檢測能力來抵抗跟蹤干擾，結果顯示系統性能嚴重依賴于跟蹤干擾強度，因而只適用于干擾強度較小的情形。文獻[14]采用跳頻+MFSK體制，干擾置零導致MFSK信號之間的正交性被破壞，引起系統性能下降。文獻[15][16]偵測并消除跟蹤干擾，改善了系統性能，當干擾強度與信號相當時，跟蹤干擾不易消除。

本文提出不依賴于干擾強度、性能穩定可靠且易于工程實現的跟蹤干擾抑制算法。第2節建立系統模型，包括跳頻OFDM系統傳輸方案和跟蹤干擾模型；第3節詳細闡述干擾置零和增量冗余技術抑制跟蹤干擾的原理；第4節給出所提算法的抗跟蹤干擾性能仿真和分析；第5節對本文進行總結。

2 系統模型

2.1 傳輸方案

本文跳頻OFDM系統物理層傳輸方案，借鑒跳頻通信系統和LTE（Long Term Evolution, LTE長期演進）系統搭建而成，如圖1所示，上分支為發端處理流程，下分支為收端處理流程。CRC（Cyclic Redundancy Check，循環冗余校驗）、信道編碼、速率匹配、擾碼、星座映射、資源映射、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立葉逆變換）和信道模型，參考LTE（Long Term Evolution，LTE長期演進）相關技術規范[17][18][19]實現，文獻[20]提供了這些模塊及其逆操作（CRC校驗、信道解碼、逆速率匹配、解擾、軟解調、快速傅立葉變換和頻域均衡）的仿真建模方法。圖1中虛框部分模塊（發端跳頻處理、收端跳頻處理、時頻同步和干擾檢測）超出本文范圍，不展開討論。干擾置零和速率匹配是抑制跟蹤干擾兩個核心模塊，將在第3 節詳細闡述。

2.2 干擾模型

跟蹤干擾的特點在于被干擾的信號總是出現在突發跳尾部，如圖2(a)所示，突發跳被劃分為兩個區：有干擾區和無干擾區。有干擾區持續時間為vTb，無干擾區持續時間為(1-v)Tb，其中Tb為突發跳周期。ν為有效跟蹤干擾的駐留時間與跳周期之比，它取決于“發射機-->接收機”路徑與“發射機-->干擾機-->接收機”路徑之差，以及干擾機干擾決策處理時間影響[9]。

下文將一個突發跳宏觀上劃分為三個區域：保護區、控制區和數據區如圖2(b)所示，其中保護區對應換頻開銷，控制區承載信令信息，數據區主要承載數據信息。數據區內的Nsymb個OFDM符號和Nsc個子載波，構成Nsc×Nsymb的數據區資源網格，每個“小格子”代表一個子載波，承載一個數據符號（星座點）或導頻符號。

在跟蹤干擾場景下，若跟蹤干擾范圍不超過數據區大小，如圖2(c)所示，數據區資源網格可進一步細分為無干擾區和有干擾區。位于無干擾區的OFDM符號的子載波免受干擾影響，而位于有干擾區內OFDM符號的子載波則可能受干擾影響。

圖1：跳頻OFDM系統物理層傳輸方案

表1：參數配置

3 算法原理

以下結合圖1所示傳輸方案和圖2所示干擾模型，闡述干擾置零和增量冗余技術思想及其抑制跟蹤干擾的原理。

3.1 干擾置零

為了便于理解，舉一個具體例子來詳細地說明干擾置零算法抑制跟蹤干擾的原理。本例的相關參數配置匯總于表1。圖3(a)為相應的資源網格，圖中OFDM符號個數為8（其中2個位于干擾區），子載波個數為10，總共10×8=80個星座點，其中8個用于承載導頻信息（記為r0,…,r7），72個用于承載數據信息（記為d0,…,d71）。

數據符號序列d0,…,d71根據圖1所示信號處理流程產生。具體地，長度為40的發送碼塊，添加24比特CRC校驗后，送入碼率為1/3的Turbo編碼器，得到長度為（40+24）×3+12=204的編碼比特序列（其中12表示Turbo編碼器的尾比特個數），經速率匹配模塊內部交織和打孔后，輸出比特長度記為E的比特序列。E的取值由傳輸數據的星座點個數和星座映射方式決定，具體到本例，圖3(a)中有72個星座點用于承載數據信息，且每個星座點攜帶2比特（QPSK星座映射），因此E=72×2=144。速率匹配輸出的144比特，經擾碼、QPSK星座映射后即得復數序列d0,…,d71，此序列先按子載波增序，再按OFDM符號增序，依次映射到圖3資源網格中的非導頻位置中。

數據符號d0,…d53處于無干擾區，d54,…,d71則位于有干擾區。處于無干擾區的子載波不含干擾信號，而處于干擾區的部分或全部子載波可能存在干擾。定性地，干擾區內的子載波承載的有用信號成分對解碼有益，而干擾成分對解碼有害，凈增益是正還是負呢？這是一個與干擾強度、干擾比例、調制階數、信道模型和解碼算法等諸多因素相關的復雜問題，不易分析處理。一般地，若不加處理地直接解碼，將導致解碼性能顯著下降甚至失效。

為了便于工程實現，化繁為簡，本文忽略被干擾區內的有用信號成分可能存在的解碼增益，直接將被干擾區內的子載波全部用零取代（等價于將干擾區內的所有OFDM符號置0），再按圖1所示常規方式執行后續解碼過程。干擾置零后的資源網格如圖3(b)所示，顯然，用零取代被干擾OFDM符號使得后續解碼過程與跟蹤干擾無關了，此時跟蹤干擾已被完全消除。與此同時，OFDM符號中的有用信號也消去了，從信道解碼器的角度看相當于打孔操作，因為被干擾的OFDM符號中所有的子載波承載的復數符號皆為0，相應的軟比特信息也為0。速率匹配的實際輸出碼率由（40+24）/144= 8/19提升至（40+24）/（144-18×2）=16/27，由此可見，跟蹤干擾消除以碼率提升為代價。

3.2 增量冗余

圖2：跳頻OFDM系統跟蹤干擾模型

圖3：干擾置零示意圖

當干擾區范圍較小時，干擾置零引入碼率略微提升，系統性能損失不大，但隨著干擾區進一步擴大，干擾置零引起的碼率提升也隨之增加，系統性能將會大幅下降。為了解決這一問題，本文在干擾置零算法的基礎上，進一步引入LTE的增量冗余機制。

LTE的增量冗余功能是圖1中速率匹配模塊的核心功能之一，其技術細節請參考LTE標準規范[18]，此處舉例來直觀地闡明“干擾置零+增量冗余機制”抑制跟蹤干擾的思想和原理。

圖4：增量冗余降低碼率示意圖（75%干擾）

圖5：有用信號和干擾信號的幅度

繼續沿用表1給出的參數配置，前文已得到速率匹配模塊的輸出比特序列長度為204。速率匹配模塊先將此序列進行內部交織，得到長度為仍為204的序列。此序列經擾碼、QPSK映射后即為前文給出的數據序列d0,…,d71。在邏輯上將此序列視為周期信號的一個周期，增量冗余的輸出本質上為此周期信號中連續的某一段。這段信號的長度即為資源網格中可用于傳輸數據符號的子載波數Nd（本例Nd=72）。這段信號起始位置定義為：，其中i=0,1,2,3.表示冗余版本（Redundancy Version，RV）索引為偏移量。為了簡便，但不失一般性，假定所以，冗余版本0（RV0）對應的發送符號序列為d0,…,d71，RV1對應的發送符號序列為對應的發送符號序列為對應的發送符號序列為發端輪詢地發送這4個RV（順序為RV0，RV2，RV3，RV1）對應的符號序列，直至收到反饋的解碼成功的指示為止。

表2：參數配置

表3：EPA信道模型[19]

圖4在資源網格中直觀地呈現了這4個冗余版本。圖中假定無干擾區OFDM符號個數為2，有干擾區為8。干擾置零操作后，干擾區內所有子載波用0取代，所以RV0對應的碼率為（40+24）/（18×2）=16/9>1，理論上無法正確解碼；RV0和RV2對應的碼率為（40+24）/（（18+18）×2）=8/9，碼率太高，難以正確解碼；RV0、RV2和RV3對應的碼率為（40+24）/（（18+18+18）×2）=4/9，碼率適中，有望正確解碼；RV0、RV2、RV3和RV1對應的碼率低至2/9，性能更優。由此可見，引入增量冗余機制后解決了干擾置零引起的碼率提升問題。付出的代價是傳輸時延增加以及重傳引起的信息速率下降。

4 仿真分析

采用圖1所示方案對所提算法進行仿真分析。主要參數配置如表2所示。采用AWGN和文獻[19]定義的EPA（Extended Pedestrian A model）信道模型評估系統性能。EPA信道模型的時延及其功率譜如表3所示，多普勒頻偏設為10Hz。跟蹤干擾信號用白噪聲模擬，每個突發跳的干擾區內的干擾信號平均功率比有用信號平均功率高20dB，典型的時域幅度如圖5所示。

圖6評估干擾置零算法在AWGN和EPA信道下誤比特率BER（Bit Error Rate）性能。作為參考，圖中黑色線（標示為“RAW”）表示跟蹤干擾未經任何處理直接解碼對應的BER曲線，此時BER接近0.5，通信中斷。采用干擾置零算法后，BER性能得到顯著改善。干擾符號個數NFJ較小時，系統性能下降很小，如NFJ=1，性能下降不超過1dB；隨著干擾符號個數增加BER呈現逐步下降趨勢，這是因為隨著被置零的符號個數增多，等效的碼率也相應地提升了；當干擾符號個數為NFJ=10時，BER出現平臺效應，此時，單一的干擾置零措施已無法實現可靠通信。

干擾置零有兩個明顯的優勢。其一，與跟蹤干擾的強度無關，因為無論跟蹤干擾多強都會被強置為零，因此只要接收信號（有用信號+跟蹤干擾）的強度處于接收機動態范圍內即可正常使用。其二，干擾置零操作只需將OFDM符號置零，省去了常規的FFT運算，且只涉及收端處理，因而工程實現容易。

圖7：“干擾置零+增量冗余”算法對應的BER曲線

圖7為“干擾置零+增量冗余”算法在AWGN和EPA10Hz信道模型下的BER性能曲線，可見在高跟蹤干擾比例（NFJ=10）條件下，相對于無干擾消除的情形，干擾置零處理后BER性能只是略微下降且出現平臺效應，結合增量冗余機制后，BER性能隨著冗余版本個數（NRV）增加得到迅速改善。這是因為單一干擾置零處理后，碼率太高，故性能改善不明顯，多個冗余版本軟合并后，降低了碼率，增加信號能量，BER迅速下降。由此可見，“干擾置零+增量冗余”算法，即使在高跟蹤干擾比例情形下，仍能得到符合要求的BER性能，適用性強。

5 總結

本文借鑒軍用跳頻通信系統和民用寬帶通信系統的相關研究成果，給出了寬帶跳頻OFDM 系統物理層傳輸方案，建立了相應的跟蹤干擾模型，在此基礎上提出了一種將干擾符號“置零”和增量冗余技術相結合的跟蹤干擾抑制算法，該算法不受干擾強度影響，性能穩定可靠且易于工程實現，有效地解決了跟蹤干擾引起的跳頻 OFDM系統性能惡化問題。