一種數(shù)字化多相信道化接收機的設(shè)計

王力

（四川九洲電器集團有限責(zé)任公司 四川省綿陽市 621000）

隨著信息技術(shù)的快速發(fā)展，頻譜資源的利用越發(fā)緊密，數(shù)字信號傳輸通道要求具備有寬頻率覆蓋范圍，較高的靈敏度，實時信號處理等特點[1]，引入數(shù)字信道化技術(shù)將信號信道化處理可以有效解決這個問題[2]。

待偵查、探測的信號通常具有信道數(shù)量多、信道帶寬較寬的特點，設(shè)計良好的數(shù)字化接收機可以有效的緩解信號處理時運算量偏大的的壓力，因此，本文通過改進現(xiàn)有的信道化接收機，將一個高階的原型濾波器用多個低階的濾波器替代，闡述了一種數(shù)字化多相信道化接收機的設(shè)計方案。

1 基于多相濾波器組的信道化接收機

數(shù)字信道化可使高速信號分成并行的多路低速率數(shù)據(jù)進行處理，每個支路的輸出都是對應(yīng)在輸入信號寬帶內(nèi)的不同中心頻點的窄帶子信號，將大帶寬的信號轉(zhuǎn)換為多個小窄帶的信號進行處理，可大大緩解高速信號實時處理的速度瓶頸[3]。其信道化接收機的基本模型如圖1所示，用hLp(n)表示抗混疊低通濾波器，整個信道化結(jié)構(gòu)的分支可以看做由某一分支復(fù)制后并聯(lián)在一起構(gòu)成。

設(shè)濾波器個數(shù)（信道數(shù)）為 K，抽取倍數(shù)為D，則滿足K=F·D（ F為正整數(shù)）的關(guān)系，且每一個子信道的中心頻率是wk，k=0,1,...,K-1，其值由信道劃分形式?jīng)Q定，通道劃分通常包括偶數(shù)堆疊和奇數(shù)堆疊兩種類型[4]，其中偶型排列第k個信號的中心頻率為奇型排列第k個信號的中心頻率為且奇偶排列中兩個臨近的信道距離相同，都是

根據(jù)奇偶情況，對圖1信道化結(jié)構(gòu)進行多相推導(dǎo)，可得到不同情況下的數(shù)字信道化接收機的高效結(jié)構(gòu)。信道偶數(shù)劃分時第k個子信道的輸出如下：

信道奇數(shù)劃分時第K個子信道的輸出為：

通過原型濾波器hLp(n)的多相處理，每一支路濾波器的階數(shù)就只有原來濾波器階數(shù)的1/K，減少濾波運算的累積誤差，提高計算精度。通過以上推導(dǎo)，基于多相濾波器組的信道化接收機數(shù)學(xué)模型如圖2所示。

2 設(shè)計仿真與分析

本文采用線性相位FIR低通濾波器，輸入信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣率取1024MHz，信道個數(shù)K=16，采取均勻的信道劃分方式，每個子信道的覆蓋范圍為1024MHz/16=64MHz，按順序?qū)Ω髯有诺肋M行編號并將中心頻率與信道編號對應(yīng)，得到各信道中心頻率為fk=64kMHz，頻率覆蓋范圍為[64k-64, 64k+64]MHz（k=0,1,...,15）。現(xiàn)隨機選取175MHz和465MHz的多頻率信號作為輸入信號，如圖3所示。

將測試信號分別輸入到改進的多相濾波器組信道化接收機和原有的信道化接收機中進行信號處理，得到圖4所示的仿真輸出，以及圖5輸出對比結(jié)果。

圖1：數(shù)字信道化接收機基本模型

圖2：多相濾波器組信道化接收機數(shù)學(xué)模型

圖3：輸入信號時域波形和頻譜

圖4：多相信道化仿真輸出

圖5：兩種數(shù)字接收機輸出對比

根據(jù)前面的分析可知，測試信號理論上應(yīng)落在3號子信道和8號子信道，圖4可以看出改進的多相濾波器信道化接收機輸出與理論相符合。圖5中用三角形表示原有信道化接收機的輸出，用星號表示改進的多相濾波器組信道化接收機輸出，從圖中看出，兩者輸出結(jié)果完全相同，從而驗證了改進后的基于多相濾波器組的信道化接收機的正確性。

3 結(jié)論

相比原型數(shù)字信道化接收機結(jié)構(gòu)，本文推導(dǎo)出的多相濾波器組信道化接收機結(jié)構(gòu)，可以有效地降低整體工作數(shù)據(jù)速率，更易于在FPGA上進行實現(xiàn)。通過引入多相濾波器組的改進方法，將高速串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為低速并行數(shù)據(jù)，從而獲取信道數(shù)量較多的偵查、探測等信號的全部有效信息。