低功耗升壓芯片設計

北方工業大學信息學院 劉榮亮 戴 瀾 孫海燕

近年來，隨著TWS藍牙耳機的廣泛推廣，消費類電子產品對低功耗的要求也越來越強，因此如何降低開關電源管理芯片的功耗成為熱點研究領域，高集成度低功耗的開關電源管理芯片具有很高的理論和商用價值。本文采用新塘0.35μmBCD工藝進行電路設計，采用spectre仿真器對設計電路的直流工作點和瞬態工作進行驗證。前仿和后仿結果表明芯片處于boost模式時可從1.8V至4.3V輸入電壓范圍下實現升壓功能，最大輸出電壓5V，最大峰值負載1V；輕載時功耗僅8μA，符合預期設計指標，有很好的應用前景。

目前，國家大力發展和支持集成電路產業發展，電源管理芯片作為電子產品的必須品，具有很高的理論和商業價值。國內目前電源管理芯片還僅停留在功能層面，針對高端電源管理芯片自主研發能力還較弱，電源管理芯片關鍵參數上相較于國際高端芯片還有差距，電源管理芯片由于不需要太先進的工藝，主流工藝平臺是0.18μm CMOS工藝、0.18μm BCD工藝，在工藝上不會受到限制，在現階段適合我國國情，因此大力提升電源管理芯片設計水平，在基礎上提高設計能力，達到并超越國際領先企業的設計水平是非常重要且務實的。電源管理芯片目前主要研究方向在低功耗，高響應速度，和高轉換效率方向，近些年來，國際頂級期刊ISSCC皆有大量關于電源管理芯片的相關論文發表，由此可以看出電源管理芯片盡管經過多年的發展，目前依然有很高的發展前景，各國科研人員對電源管理芯片的研究依然有非常高的熱情。電源管理芯片作為模擬芯片中重要的組成部分，有很高的經濟和研究價值。設計電源管理芯片需要對器件的各種效應和寄生有深刻的了解，對器件的safe operation area重點關注，對版圖的防latch up有深刻理解，對各功能模塊的抗干擾進行研究，設計出好的電源管理芯片才能使其他芯片發揮效果。本文在第二部分對DCDC轉換器進行了原理分析并采用Ridley模型對電壓模boost和峰值電流模boost進行了小信號建模，推導傳遞函數。在第三部分對該芯片所涉及的關鍵子模塊進行理論推導，并進行設計，最后使用cadence spectre進行仿真，驗證手工計算值的準確性。第四部分，從整體上對該芯片的功耗進行優化，與整體仿真，并繪制版圖。第五部分，進行展望與總結。

1 boost拓撲建模

下面對boost拓撲進行詳細分析并建立小信號模型，boost拓撲如圖1所示。

圖1 boost拓撲

晶體管M1以固定頻率重復開關動作，由于晶體管M1的開關，在電感和二極管的公共端產生固定頻率的方波，電感L和輸出電容C形成濾波器在Vout端產生具有較小紋波的直流輸出電壓Vout。當晶體管M1導通時，輸入電壓Vin給電感充電，電感電流以Vin/L為斜率上升，二極管的陽極為低電平，等于電感電流與晶體管M1導通電阻的乘積，二極管的陰極電壓等于Vout此時二極管形成反偏，電路由輸出電容C1向外部供電。當晶體管M1關斷時，由于電感特性，電感電流不能突變，電感產生與前一工作狀態相反的感應電壓，此時二極管D1的陽極電壓高于輸出電壓Vout，二極管正偏，存儲在電感中的能量為輸出電容C1充電的同時給負載放電，電感電流斜率以(Vout-Vin)/L為斜率下降。當上述兩個工作狀態中電感儲存的能量與電感釋放的能量相等時電路處于平衡穩定狀態。穩態電流波形如圖2所示。

圖2 穩態電流波形

對電路進行等效后得到等效電路如圖3所示。

圖3 小信號等效電路

對該圖進行小信號推導可得以下公式：

2 關鍵模塊設計

帶隙基準源（bandgap）：帶隙基準源利用PN結在不同電流密度時結壓差具有正的溫度系數，產生PTAT電流，疊加到負溫度系數的PN結上構成零溫度系數的電壓，為各個電路提供基準電壓。帶隙基準源設計中，通常使用PNP管的Vbe代替PN結，對于雙極型器件，其電流方程為：

其中VT為熱電壓，其值等于KT / q.Is為雙極器件飽和電流，其表達式為：

由以上公式得出雙極型晶體管的Vbe具有負的溫度系數，兩個工作在不同電流密度的雙極型器件它們的Vbe之差具有正的溫度系數，帶隙基準電路正式利用以上正負溫度系數電壓疊加產生零溫度系數電壓。帶隙基準電路如圖4所示。

圖4 帶隙基準

R1、NM1、NM2、NM6、PM1構成啟動電路，當帶隙基準源脫離簡并態后NM1導通關閉NM6，啟動電路關閉，該帶隙基準源由折疊共源共柵運放和PNP組成，運放保證INP和INN電壓相等，產生PTAT電流，具有正溫度系數的電流疊加到R3和Q3上產生零溫度系數電壓。經仿真該電路PSRR在1kHz頻率下達到60dB，在-40℃-150℃溫度范圍內基準電壓變化5mV，滿足設計要求。

誤差放大器模塊：誤差放大器采樣輸出電壓信號，將其與帶隙基準源產生的基準比較，并放大其差值。誤差放大器是系統電壓環路關鍵模塊，其為系統提供增益保證系統反饋精度。誤差放大器模塊采用折疊共源共柵結構，運算放大器的兩個輸入端分別接Bandgap的輸出和分壓電阻的反饋端，電路采用兩個PMOS管PM7和PM8作為差分輸入對管，采用折疊共源共柵放大器可以提高放大器的共模輸入電壓范圍，該運放的偏置電流NM2和NM3應該是PM4的1.5-2倍，保證每條支路始終有電流存在，提高響應速度。對該電路進行仿真該電路PSR在1kHz達到60dB。

3 芯片整體仿真與版圖

該芯片的外圍電路如圖5所示，改芯片的外圍電路極為簡潔，僅需要一個2.2μH的功率電感L1，兩個低ESR的貼片電容C1、C2其電容耐壓6.3V，電容值為10μF，除此之外僅需要兩個高精度的電阻采樣R1、R2，由于該芯片的基準電壓為1.2V因此R1、R2選取比例為3.2:1，由于在改芯片作為升壓功能時，R1、R2相當于負載電阻，因此R1、R2應選取較大值，在仿真時分壓電阻R1阻值為960kΩ、R2的阻值為300kΩ，此時僅R1、R2消化的電流為4μA，因此在此條件下，芯片本身消耗電流應小于16μA。該芯片采用0.35μmBCD工藝進行設計，在手工計算電路晶體管的寬長比后使用eda軟件進行仿真驗證。主要對該芯片的主要功能進行了仿真驗證，從仿真結果看，該芯片功能正常，參數符合要求。整體電路如圖6所示。

圖5 誤差放大器

圖6 整體電路

在初始階段芯片由bat緩慢上電，bandgap啟動，boost啟動后芯片開始switch，輸出電壓緩慢上升，從圖7所示可以看出該芯片在啟動階段啟動速度快，過沖非常小。圖8所示是啟動階段過沖圖的細節，從過沖細節可以看出該電路在啟動階段過沖僅3mV，不到千分之3。

圖7 輸出電壓波形

圖8 電感電流與SW波形

Boost模式下該芯片輕載時為PFM模式，圖9所示為PFM模式時該電路的工作波形。

圖9中粉色波形為輸入電流波形，綠色波形為輸出電壓紋波波形，由粉色波形可知該芯片在noswitch狀態下電流僅6.35μA電流，功耗及低，pfm模式時平均電流是noswitch時電流和switch狀態下電流的平均值，在空載時noswitch時間遠長于switch，因此平均電流接近noswitch狀態。輸出電壓平均值4.91V輸出電壓在空載時也沒有飄高，該電路控制模式在輕載時功能良好。

圖9 PFM模式波形

使用新塘0.35μm bcd工藝繪制芯片版圖，對于電源管理芯片的布局主要考慮以下極點：根據模擬和功率部分對該芯片進行區分布局，減小該芯片模擬部分受功率部分的干擾，使芯片工作更穩定。對于匹配性要求較高的模塊不能放在芯片的邊緣，不能靠近阱邊緣。穩定保護采樣的pnp靠近功率部分，達到能夠快速進行溫度保護的目的。

布局示意圖如圖10所示。

圖10 布局示意圖

根據以上布局思路，繪制該芯片的版圖如圖11所示。

圖11 芯片版圖

本文針對藍牙耳機智能充電倉的應用，設計了一款具有高集成度，低功耗的電源管理芯片，其特點是繼承度非常高，應用簡潔，適合在較小空間下的應用。其具有非常低的功耗，因此適用于各種鋰電池供電環境。該芯片的商用價值和理論價值都非常高。