基于變壓器反饋的平坦噪聲系數(shù)超寬帶CMOS低噪聲放大器

吳小平 劉繼業(yè) 鄭士源 吳亮

0 引言

互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMO)技術(shù)以其易于集成、較低成本和較高良率的優(yōu)勢(shì)在射頻芯片領(lǐng)域有廣泛的使用.在室內(nèi)定位等移動(dòng)通信技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)下，接收機(jī)前端的超寬帶(Ultra-WideBand,UWB)頻段(3.1～10.6 GHz)低噪聲放大器(Low Noise Amplifier,LNA)模塊的設(shè)計(jì)是一個(gè)非常重要的挑戰(zhàn).優(yōu)良的UWB LNA應(yīng)具有高增益、低輸入反射損耗、良好的輸出匹配、低而平坦的噪聲系數(shù)和高線性度等指標(biāo).其中，高線性度在UWB脈沖系統(tǒng)中的地位舉足輕重，可以使波形在放大后不易失真[1].

傳統(tǒng)的低噪聲放大器架構(gòu)在超寬帶實(shí)現(xiàn)時(shí)，噪聲、增益和輸入匹配之間存在較明顯的性能折中關(guān)系，因此無(wú)法達(dá)到良好的綜合性能指標(biāo)要求.而傳統(tǒng)的UWB LNA寬帶輸入匹配在信號(hào)輸入端配置多個(gè)LC(電感、電容)匹配網(wǎng)絡(luò)改變輸入回波損耗的曲線特性，但是片上LC的低品質(zhì)因數(shù)不僅會(huì)引入較大的噪聲，而且存在增益衰減[2].近年來(lái)，一種采用電感反饋的輸入匹配結(jié)構(gòu)在寬帶匹配中展現(xiàn)了優(yōu)勢(shì)[3]，該結(jié)構(gòu)在輸入匹配的情況下允許有更高的晶體管跨導(dǎo)來(lái)提高增益并減小噪聲.此外，傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的UWB LNA多采用單端結(jié)構(gòu)，并配置源跟隨器做輸出驅(qū)動(dòng)，但單端結(jié)構(gòu)的抗干擾能力較差.對(duì)于源跟隨器而言，雖然其結(jié)構(gòu)的輸出阻抗很小，但在差分結(jié)構(gòu)中差分轉(zhuǎn)單端功能的缺少使芯片不易測(cè)試，而且LNA整體的線性度也會(huì)被限制.綜合來(lái)看，良好的增益平坦和群時(shí)延變化已經(jīng)可以實(shí)現(xiàn)[4]，高增益的UWB LNA也可以實(shí)現(xiàn)[5],但是文獻(xiàn)[5]等高增益LNA的噪聲系數(shù)比較差.低噪聲(<3 dB)且平坦噪聲系數(shù)(<0.3 dB)的高增益LNA還沒(méi)有被設(shè)計(jì).綜上，UWB頻段的高增益低噪聲放大器的總體性能還比較低.

盡管是低頻設(shè)計(jì)，文獻(xiàn)[3]的高綜合性能依然可以給高增益UWB LNA的性能改善帶來(lái)啟發(fā).本文采用基于變壓器反饋的共源共柵結(jié)構(gòu)作為第一級(jí)，一種多功能輸出驅(qū)動(dòng)結(jié)構(gòu)作為第二級(jí)，使該LNA實(shí)現(xiàn)了高增益下良好且更平坦的噪聲系數(shù)和更優(yōu)的綜合性能.在版圖后仿真部分中，LNA芯片偏置電壓上的金屬焊盤(pad)、pad連接到外部電源的金絲鍵合線和版圖內(nèi)部金屬長(zhǎng)連線的寄生效應(yīng)均被考慮進(jìn)去.仿真結(jié)果表明，在差分結(jié)構(gòu)的虛地特性下，它們對(duì)LNA的影響被極大地抑制.

1 變壓器反饋和輸入阻抗

圖1是該LNA 采用的結(jié)構(gòu)，圖2是其單端等效的第一級(jí)結(jié)構(gòu)原理.其中：Vs是電壓小信號(hào)的輸入端，Vo1是該級(jí)的輸出端；M1和M2是同長(zhǎng)同寬的增強(qiáng)型NMOS晶體管，M3為增強(qiáng)型PMOS晶體管；電阻Rs模擬輸入測(cè)試探針的阻抗，默認(rèn)50 Ω；初級(jí)電感Lp和次級(jí)電感Ls形成的變壓器用于輸入匹配；初級(jí)線圈和次級(jí)線圈的圈數(shù)比為n∶1，耦合系數(shù)為k；電感Lk和電阻RL串聯(lián)作為輸出負(fù)載，等效阻抗為Rp.

圖1 低噪聲放大器原理Fig.1 Schematic of Low Noise Amplifier (LNA)

圖2 基于變壓器反饋的第一級(jí)放大器單端結(jié)構(gòu)Fig.2 Single-ended first stage of LNA with transformer feedback

經(jīng)小信號(hào)模型分析，該LNA的輸入導(dǎo)納可表達(dá)為(假設(shè)CB足夠大)：

s2LsgM1Cgd1,

(1)

沿此思路設(shè)計(jì)的電感反饋?zhàn)儔浩魅鐖D3所示.為了實(shí)現(xiàn)較大的耦合系數(shù)k，電感Lp和Ls采取了交錯(cuò)式跨接的方法，M8(版圖中第8層金屬)為換層跨接，M9為變壓器主體部分.線間距為最小的2 μm，線寬取3 μm，變壓器的最終尺寸為 158 μm×158 μm.

圖3 輸入匹配變壓器Fig.3 Input matching transformer

耦合系數(shù)的電磁仿真結(jié)果如圖4所示.仿真結(jié)果表明，在3.1 GHz輸入匹配變壓器的耦合系數(shù)大于0.68.在3～10 GHz，耦合系數(shù)為0.68～0.95.Lp在6.5 GHz處約為3.4 nH，Ls約為0.9 nH.兩者圈數(shù)比為3.5∶2=1.75∶1.

圖4 輸入匹配變壓器的耦合系數(shù)仿真Fig.4 Coupling factor simulation of input matching transformer

2 電流復(fù)用和噪聲抵消

為了減小放大器的噪聲系數(shù)(Noise Figure,NF)，該LNA的第一級(jí)沿用了文獻(xiàn)[3]中的噪聲消除方法.圖5列出了3個(gè)噪聲節(jié)點(diǎn)A,X和Y便于分析.首先確定需要優(yōu)化的噪聲源來(lái)自電阻Rs和M1,因?yàn)楹笠患?jí)的噪聲會(huì)被前一級(jí)的增益所抑制，優(yōu)化這兩處的噪聲源可以顯著地減小噪聲系數(shù).在圖6的噪聲分析中,假設(shè)來(lái)自M1的噪聲以對(duì)地電流(設(shè)為iN1)的形式出現(xiàn),那么iN1在節(jié)點(diǎn)A處的等效電壓噪聲可以表示為

圖5 電流復(fù)用和噪聲消除Fig.5 Current reuse and noise cancellation

(2)

(3)

由此，晶體管M3的存在可以用于噪聲抵消,這里使用電容CB和電阻Rb3做M3的直流偏置，CB隔直的同時(shí)也用于耦合噪聲和輸入信號(hào).需要注意的是過(guò)小的CB會(huì)使輸入匹配和噪聲抵消能力變差.通過(guò)增益分析易得，M3的引入增大了LNA的總跨導(dǎo),因此在噪聲分析中等效總跨導(dǎo)為gM1+gM3.若同時(shí)考慮M1和M3的噪聲，則總的噪聲系數(shù)可以表示為

(4)

γ為M1和M3的噪聲因數(shù)(假設(shè)相等),而(4)中的β為

(5)

式(5)中的r01和r03分別是M1和M3的輸出電阻，它們的比值相當(dāng)于兩個(gè)晶體管跨導(dǎo)的比值.這里M1選擇了寬64 μm，長(zhǎng)60 nm的NMOS管，M3選擇了寬90 μm，長(zhǎng)60 nm的PMOS管(節(jié)省功耗).圖6表明在6.5 GHz處,LNA噪聲系數(shù)和M3與M1跨導(dǎo)比值的關(guān)系,并可以確定M1和M3的最佳跨導(dǎo)設(shè)置.

圖6 噪聲系數(shù)和M3,M1跨導(dǎo)比值的關(guān)系Fig.6 Relationship between noise figure and gM3/gM1

3 第一級(jí)負(fù)載端零點(diǎn)補(bǔ)償和平坦噪聲

由式(4)可知，噪聲系數(shù)的變化主要由阻抗Rp隨頻率的變化而變化.因此為了達(dá)到平坦噪聲系數(shù),第一級(jí)的輸出負(fù)載不能選擇LC諧振腔，因其阻抗變化在共振頻率附近很大從而無(wú)法滿足設(shè)計(jì)要求.選擇電感Lk和電阻RL串聯(lián)做負(fù)載端即可以得到較小的阻抗變化,又可以阻礙UWB頻段的高頻小信號(hào)泄漏.另一方面，電感和電阻的串聯(lián)會(huì)引入一個(gè)左零點(diǎn)來(lái)補(bǔ)償增益的頻率相應(yīng)的帶寬,使增益曲線更加平坦.另一個(gè)要考慮的設(shè)計(jì)因素是如何讓3.1 GHz和10.6 GHz處的NF值盡可能保持相等并將NF最低點(diǎn)設(shè)計(jì)在UWB頻段之間,綜上才可以實(shí)現(xiàn)最平坦的噪聲系數(shù).

4 多功能輸出驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)

由于超寬帶LNA需要平坦的增益，在滿足3.1～10.6 GHz的輸入匹配下需要保證大的3-dB帶寬.盡管第一級(jí)結(jié)構(gòu)使用了零點(diǎn)補(bǔ)償，其帶寬依然無(wú)法滿足頻帶的80%.因此可以考慮增加第二級(jí)做增益疊加來(lái)實(shí)現(xiàn)平坦增益，原理如圖7所示.

圖7 兩級(jí)增益平坦方法示意Fig.7 Diagram of flat gain method using two stages

根據(jù)圖7，第二級(jí)的作用主要是負(fù)責(zé)5～10 GHz的信號(hào)增益.由于第一級(jí)的3-dB帶寬在補(bǔ)償后有所提升，第二級(jí)的帶寬可以不做嚴(yán)格要求.第二級(jí)還需要解決輸出匹配的問(wèn)題.為了方便芯片測(cè)試，該級(jí)還需具有差分信號(hào)轉(zhuǎn)單端的功能，因此需要設(shè)計(jì)一個(gè)片上驅(qū)動(dòng).綜上，第二級(jí)多功能輸出驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)的原理如圖8所示.

圖8 多功能輸出驅(qū)動(dòng)Fig.8 Multi-functional output driver

第二級(jí)是差分結(jié)構(gòu)的輸出驅(qū)動(dòng)，輸入端為差分輸入，第一級(jí)的小信號(hào)由電容C4耦合進(jìn)第二級(jí)晶體管Ms.偏置電壓vb4用于Ms的直流偏置，并避免輸出端Vo1處的直流工作點(diǎn)和管子Ms的直流工作點(diǎn)產(chǎn)生沖突.L1為初級(jí)線圈，L2為次級(jí)線圈，二者耦合系數(shù)為k2.由于輸出測(cè)試探針的特征阻抗也為50 Ω，則在單端分析下從Ms的漏端看進(jìn)去的阻抗也應(yīng)滿足50 Ω匹配.L1端的半邊串聯(lián)等效輸出阻抗Z1反映到L2端的并聯(lián)阻抗值Z2為

(6)

n12為L(zhǎng)1和L2的圈數(shù)比，k2為輸出驅(qū)動(dòng)的變壓器耦合系數(shù).為了方便設(shè)計(jì)，這里選擇圈數(shù)比為1∶1.同理，高耦合系數(shù)k2可以保證Z2在頻帶的阻抗變化幅度較小來(lái)做較可靠的輸出匹配.輸出匹配則需要L2和Z2的并聯(lián)阻抗?jié)M足 50 Ω，若考慮半邊電路,從Ms的漏端看進(jìn)去的輸出阻抗表達(dá)式約為

(7)

其中M是輸出變壓器的互感,Cdss為Ms的漏源間的寄生電容.注意到輸出電阻實(shí)部和r0s有密切關(guān)系，‖ 代表并聯(lián)，而

(8)

Vdss是Ms的漏源間電壓,IDs是Ms的直流偏置電流，λ是晶體管Ms的長(zhǎng)度溝道調(diào)制參數(shù),一般在0～0.2 V-1之間.從式(8)可得，輸出電阻和偏置電流存在折中.Ms直流偏置電流過(guò)大會(huì)提高放大器的功耗,而過(guò)小會(huì)導(dǎo)致r0s增大從而使S22失配嚴(yán)重.為了降低輸出電阻的實(shí)部，并聯(lián)多個(gè)Ms晶體管(相當(dāng)于并聯(lián)多個(gè)r0s)是一種有效的方法，但依然需要和功耗做折中考慮.在信號(hào)輸出端，單端輸出的匹配電容Cm可以直接調(diào)整輸出電阻的虛部.雖然變壓器做輸出的線性度要比有源器件好,但是兩級(jí)的高增益需要給輸出信號(hào)留出足夠的電壓擺幅裕度,因此這里L(fēng)1的中心抽頭處需要連接1.2 V電源電壓，用vb4來(lái)控制功耗和輸出電阻的值.

除此之外，輸出驅(qū)動(dòng)變壓器的設(shè)計(jì)還需考慮信號(hào)的衰減帶寬和衰減中心頻率.從文獻(xiàn)[7]中可得一些指導(dǎo)思想.對(duì)于衰減帶寬，其至少需要覆蓋UWB全頻帶.這里不妨定義UWB頻段的上界頻率fU為11 GHz,下界頻率fL為3 GHz，而上界頻率與下界頻率之比又與變壓器的耦合系數(shù)直接相關(guān),表達(dá)式為

(9)

由此可以估算出在UWB頻段，k2需要大于0.6.對(duì)于衰減中心頻率，這里不妨假設(shè)有一個(gè)圈數(shù)比為1∶1、初級(jí)線圈為L(zhǎng)′p的簡(jiǎn)單變壓器模型，且L′p端存在一組值R的串聯(lián)電阻,則衰減曲線的中心頻率fpk約為

(10)

綜合式(8)和式(9)的結(jié)果可得圖9的輸出驅(qū)動(dòng)變壓器的版圖設(shè)計(jì).其中電感主體層數(shù)選擇M9,變壓器內(nèi)徑為70 μm.同樣為了得到較大耦合系數(shù),這里依然和輸入匹配變壓器一樣，采用交錯(cuò)式跨接法，線間距為2 μm.仿真顯示，耦合系數(shù)k2在3 GHz處大于0.7，6.5 GHz處L1的電感值約5.8 nH,L2電感值約為1.62 nH.

圖9 輸出變壓器版圖設(shè)計(jì)Fig.9 Output transformer layout design

5 仿真結(jié)果與性能比較

5.1 S參數(shù)、噪聲系數(shù)、穩(wěn)定性、功耗和線性度仿真

本節(jié)通過(guò)Cadence和Sonnet的仿真來(lái)驗(yàn)證該結(jié)構(gòu)的有效性.圖10是UWB LNA 的S參數(shù)仿真,且晶體管的寄生參數(shù)、版圖中長(zhǎng)連線的寄生電感和寄生電容都已考慮，差分輸入的信號(hào)擬來(lái)自片外巴倫，所有電源接1 nH的電感來(lái)模擬鍵合線，輸入和輸出信號(hào)端口各接35～37 fF的電容來(lái)模擬管腳的電容.

圖10 S參數(shù)仿真Fig.10 Simulation of S-parameters

在3.1～10.6 GHz的頻率范圍下,LNA的增益(S21)為20 ±2.6 dB,3-dB 帶寬為10.45-3.66=6.8 GHz,占UWB頻帶的90.5%.S11范圍為-10～-22.4 dB.S22范圍為-9.57～-16 dB,反向隔離度(S12)<-60 dB.在電源電壓1.2 V的工作條件下，核心電路的靜態(tài)功耗為32.8 mW.

圖11是LNA噪聲系數(shù)(NF)仿真,NF值為2.71±0.28 dB.

圖11 噪聲系數(shù)仿真Fig.11 Noise figure simulation

圖12為L(zhǎng)NA的穩(wěn)定性仿真,Kf全頻帶大于1,B1f大于0.86,表明該LNA穩(wěn)定工作.其中Kf和B1f為衡量LNA穩(wěn)定性的參數(shù).其中LNA的無(wú)條件穩(wěn)定條件為Kf大于1且B1f大于0.二者分別為

圖12 穩(wěn)定性仿真Fig.12 Stability simulation

(11)

(12)

圖13是LNA的1-dB壓縮點(diǎn)仿真，用來(lái)衡量LNA線性度.橫軸代表輸入信號(hào)在6.5 GHz處的功率，縱軸代表LNA輸出端口的小信號(hào)功率.在6.5 GHz處,1-dB壓縮點(diǎn)為-17.5 dBm.

圖13 1-dB壓縮點(diǎn)仿真Fig.13 Simulation of 1-dB compression point

5.2 性能對(duì)比

本節(jié)列出了以往較好的UWB LNA的性能,并與本文的LNA性能進(jìn)行對(duì)比.這里對(duì)比文中的仿真結(jié)果,并給出FoM-Ⅰ和FoM-Ⅱ的值.FoM-Ⅰ衡量不考慮線性度的放大器性能,FoM-Ⅱ?yàn)榭紤]線性度的放大器性能.二者的計(jì)算公式分別如下:

FoM-Ⅰ=(平均增益×(3-dB帶寬))/[(功耗×(平均噪聲系數(shù)-1)] ，

(13)

FoM-Ⅱ=(三階交調(diào)點(diǎn)×平均增益×(3-dB)帶寬/[(功耗×(平均噪聲系數(shù)-1)] .

(14)

其中：平均增益和噪聲系數(shù)單位：1;3-dB帶寬單位：GHz;功耗和三階交調(diào)點(diǎn)單位：mW.

表1主要對(duì)比CMOS工藝下高增益[5,11]的UWB LNA的仿真性能,并將其他UWB LNA 的性能列出.可以看出,在平均增益為20 dB左右時(shí),本文LNA有最低的平均噪聲系數(shù)2.71 dB，且在所有LNA 中噪聲系數(shù)最平坦(±0.28 dB)同時(shí)，高增益下本文LNA有比文獻(xiàn)[5]和文獻(xiàn)[11]更高的1-dB壓縮點(diǎn),在差分結(jié)構(gòu)下，其功耗也比文獻(xiàn)[5]的低.最后，對(duì)比文獻(xiàn)[5]和文獻(xiàn)[11]的高增益LNA，本文結(jié)構(gòu)的FoM-Ⅰ和FoM-Ⅱ更優(yōu).因此本文LNA更適于用在要求高增益、低噪聲及對(duì)噪聲變化敏感的場(chǎng)景中.

表1 LNA 性能對(duì)比

6 結(jié)束語(yǔ)

本文利用基于變壓器反饋的輸入匹配的第一級(jí)架構(gòu)和第二級(jí)電感反饋的多功能輸出驅(qū)動(dòng)結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了高增益下更低更平坦的噪聲系數(shù)和更優(yōu)的平均性能.差分結(jié)構(gòu)也使該放大器比單端結(jié)構(gòu)有更好的抗干擾和共模抑制能力.