20～26 GHz硅基氮化鎵可變增益低噪聲放大器

江蘭蘭 陳宏塵,2 朱浩慎,2 馮文杰 車文荃,2 薛泉,2

0 引言

移動通信進入5G時代，對于高速通信的需求進一步提升.3GPP協議中約定了5G頻段主要可分為Sub-6 GHz和毫米波頻段.當前，在國內部署的5G系統主要工作在Sub-6 GHz，其頻譜資源較為緊張，難以滿足Gb/s量級通信速率的要求.因此，發展毫米波頻段射頻收發系統勢在必行[1-3].低噪聲放大器(Low-Noise Amplifier,LNA)作為射頻系統接收端的第一級放大電路，其增益及噪聲系數等指標直接影響整個收發機的靈敏度，進而影響整個通信系統的性能.同時，收發機前端接收到的信號幅度變化較大，為了輸出穩定的信號，需要低噪聲放大器能夠有一定的動態范圍.因此，開發具有大增益可變范圍的毫米波低噪聲放大器對于實現高性能的毫米波收發機具有重要的研究意義.

與硅基(如CMOS)工藝相比，基于Ⅲ-Ⅴ族工藝(如GaAs)的電路在毫米波頻段具有較低的噪聲以及較好的線性度，有利于設計高性能的低噪聲毫米波放大器.2015年，Nikandish等[4]報道了一款工作在11～39 GHz的GaAs寬帶低噪聲放大器，采用了寬帶變壓器反饋結構，利用晶體管的漏極偏置線之間的耦合實現帶寬拓展，測試結果表示小信號增益23 dB，噪聲為2.1～3.0 dB.近年來，隨著寬禁帶半導體技術的發展，具有更高功率耐受能力和線性度的GaN高電子遷移率晶體管(HEMT)器件被用于實現低噪聲放大器，從而避免使用傳統的GaAs LNA接收端的限幅器，提升大動態范圍下接收機的噪聲性能[5-7].2019年，Tong等[6]設計了一種頻率為22～30 GHz、噪聲低于1.1 dB的低噪聲放大器，增益大于20 dB.同年，Tong等[5]又設計了一種23～30 GHz氮化鎵低噪聲放大器，增益為14～17 dB，噪聲系數達到0.8～1.7 dB，電路結構基于兩級共源級負反饋結構.此外，還測試了1 W的連續波(CW)的輸入下，低噪聲放大器對其噪聲性能的影響，結果表明隨著連續波輸入，氮化鋁(AlN)勢壘中會產生VAl-H4，導致噪聲系數增加[5].2018年，Tong等[7]采用三級源極負反饋結構設計了一個頻率為18～31 GHz，0.8 dB最小噪聲系數和21±0.5 dB增益的LNA,該LNA可以在持續施加(超過1 h)28～30 dBm的大功率輸入后仍能夠正常工作，驗證了工藝的魯棒性和穩定性.上述報道的GaN低噪聲放大器均為固定增益設計，而以往報道的可變增益低噪聲放大器往往基于CMOS、GaAs HBT或HEMT等工藝，尚未有采用GaN工藝實現的毫米波可變增益低噪聲放大器的相關報道.

針對毫米波收發系統中對低噪聲、高線性度以及增益可變LNA的需求，本文開發了一款可用于射頻前端的毫米波可變增益低噪聲放大器(VGLNA)，該放大器采用源極負反饋和并聯反饋結合的拓撲結構，通過調節第二、第三級的柵極偏置實現放大器的增益控制.測試結果表明，該放大器在工作頻段內實現了超過20 dB的增益可變范圍和±1.5 dB的增益平坦度，整個頻段內可實現大于20 dB的小信號增益且噪聲系數(NF，其量值記為FN)為2.95～3.5 dB，平均OP1dB約為14.5 dBm.芯片的面積為2 mm2.

1 寬帶放大電路設計

低噪聲放大器設計中常使用反饋技術來拓展電路帶寬.Ⅲ-Ⅴ族低噪聲放大器反饋常使用共源級負反饋和并聯負反饋等結構(如圖1所示).源極負反饋是LNA常用的一種電路結構，其優點是可更好地實現輸入匹配.如式(1)所示，LG，LS分別表示柵極電感和源極電感，CGS表示柵源間寄生電容，gm表示晶體管的跨導.增加源極電感LS，可以增大共源放大器輸入阻抗Zin的實部.此外，通過噪聲分析可以得到噪聲系數如式(2)所示.源極電感LS將增加電路的噪聲，因此應該選擇合適的LG，LS以及晶體管的尺寸，以達到兼顧最小噪聲系數匹配與輸入匹配的目的[5].

圖1 負反饋電路結構Fig.1 The negative feedback topologies,source degeneration (a) and parallel negative feedback (b)

(1)

(2)

圖2 不同反饋電阻的增益曲線Fig.2 Gain comparison with various resistors

(3)

基于上述分析，如圖3所示，LNA拓撲結構選擇源極負反饋和并聯反饋來實現寬帶.電路共有三級級聯，前兩級基于源極負反饋結構，采用短接微帶線來實現源極電感.為實現低噪聲系數和高增益性能，選擇柵寬為4×25 μm(4為柵指數，25 μm表示柵極寬度，下同)的HEMT.通過仿真得到，當HEMT的偏置電壓為VGS=-0.8 V和VDS=3.5 V，跨導達到峰值.此外，第三級采用并聯反饋結構可以實現增加電路帶寬、提高增益平坦度的目的.

圖3 低噪聲放大器原理圖Fig.3 Schematic of the proposed LNA

2 增益可調寬帶電路設計

2.1 噪聲分析

HEMT器件的噪聲模型分析簡化等效模型如圖4所示.忽略Ri與Rds等其他寄生參數的影響，電路的最佳噪聲阻抗Zopt如下:

圖4 HEMT器件本征部分噪聲等效電路Fig.4 Noise equivalent circuit of intrinsic part of the HEMT device

(4)

其中，P與R是由器件內外部因素共同決定的因子，C表示idn與ign的噪聲相關系數[8].隨著柵極寬度增加，晶體管Cgs增大，Zopt減小.利用ADS對GaN HEMT單管噪聲進行仿真，在28 GHz處和相同偏置下，不同柵寬器件對應的最小噪聲系數與Zopt具體如表1所示.

表1 仿真所得不同柵寬下的最小噪聲系數與Zopt

由級聯噪聲系數公式可知，電路第一級的噪聲和增益很大程度上決定了整體的噪聲，因此其設計優化尤為重要.利用式(4)與仿真結果分析，當柵寬逐漸增大時，最低噪聲系數(FN,min)略有上升，Zopt實部逐漸減小并接近50 Ω，更容易做到輸入噪聲匹配.然而，隨著柵寬增大，在同樣的偏置電流下獲得的增益減小，穩定性增高，因此選擇第一級的管子尺寸需要綜合考慮增益、噪聲匹配以及穩定性的影響.

在本次設計中第一級選擇總柵寬4×25 μm，穩定性較低，因此電路的穩定性主要依靠電路偏置線上的旁路電容與穩定電阻來保證.在其電壓輸入端并聯了多個去耦電容，大電容消除潛在的低頻振蕩，小電容提高平衡帶內的穩定性.與旁路電容相同，在后級電路的柵、漏極偏置線上添加幾十歐姆的小電阻以保障穩定性.在仿真電路穩定性時，本次設計嚴格按照了單級穩定性滿足全頻段(0～100 GHz)對穩定性的要求，不同柵極偏置狀態下的穩定性系數K都達到1.1以上，來確保在放大器設計過程中整體的穩定性.

2.2 增益調節方法

收發機前端接收到的信號幅度變化較大，考慮到GaN LNA的線性度較好，為了使后級電路(如混頻器)的接收端不至于飽和，希望低噪聲放大器可以進行動態增益調節，從而增大整個接收機的動態范圍.在可變增益放大器中，通常采用開關控制[9-10]、反饋控制[11]、改變偏置等方式實現增益可控，各種方式的優缺點[12]如下:

1)開關控制給予電路高增益與低增益兩種狀態，可實現寬帶范圍的調節，低增益方式主要依靠使后級電路處于截至狀態，不會惡化匹配，但缺點是不能實現連續控制.

2)反饋控制通過改變反饋電阻的大小,改變反饋的狀態，從而實現增益的調節.這種方式能夠實現連續控制，但是會惡化寬帶內的增益平坦度，并且調節范圍有限制，不適用于寬帶電路.

3)改變偏置的方法實質上是控制輸入管跨導，或者是控制放大管的跨導，這種方法容易實現，增益變化時增益平坦度不會惡化，適合在本次設計中使用，但噪聲性能會隨著增益的減小而惡化.電路第一級的噪聲和增益決定了整體的噪聲，第二、第三級作為后級放大器，為電路提供增益與大的輸出功率，因此在改變偏置時，通過控制后面兩級的電路，在噪聲不惡化太多情況下實現增益可控.

3 測試結果

采用OMMIC公司的100 nm硅基GaN工藝對所提出的寬帶低噪聲放大器進行了設計與加工，電路版圖如圖5a所示，芯片照片如5b所示.測試平臺的搭建示意圖如圖6所示:S參數測試采用羅德施瓦茨(R&S)矢量網絡分析儀(ZVA67)，噪聲系數測試系統由Noisecom噪聲源NC346V(0.1～50 GHz)和R&S頻譜分析儀(FSW67)組成，芯片置于MPI探針臺(TS150-THz)上進行片上測試.電源偏置漏極均采用3.5 V供電，柵極第一級電壓為-1.1 V，并單獨供電，第二、第三級的柵極供電合在一起，偏置范圍為-1.1～-1.65 V，用以實現增益控制.芯片的尺寸(含Pad)為2 mm2，最大靜態功耗為413 mW.

圖5 VGLNA的設計版圖(a)與芯片照片(b)Fig.5 The designed layout (a) and the micrograph (b) of the VGLNA chip

圖6 VGLNA的小信號S參數測試方案(a)與噪聲系數測試方案(b)Fig.6 Measurement setup of the VGLNA for small-signal S-parameters (a) and NF (b)

圖7a展示了S參數小信號測試結果.在漏極電壓Vdd為3.5 V，柵極電壓Vgs為-1.1 V的偏置下，電路在20～26 GHz范圍內的增益大于20 dB，增益在23 GHz處達到22 dB的峰值，3 dB帶寬為17～27.5 GHz.電路在20～26 GHz的頻率范圍內S11小于-6 dB，20～30 GHz的頻率范圍內S22小于-10 dB.測試結果與版圖后仿真的S參數對比，低頻增益基本吻合，高頻增益有所降低，輸入匹配在高頻段出現惡化.圖7b顯示了LNA噪聲系數測試結果.在最高增益狀態時，電路在20～30 GHz頻帶內噪聲系數為2.95～4 dB.不同增益下的噪聲測試結果顯示，增益為20 dB與10 dB的噪聲系數低頻最大相差1 dB，20～30 GHz頻帶，增益為10 dB的噪聲范圍是2.4～3.8 dB.當增益降低到0 dB時，由于增益過低所測得結果不確定性增加，噪聲抖動明顯，其曲線無太大參考價值未在圖中給出.值得說明的是，通常0 dB增益時輸入信號較大，信噪比已足夠高，即使噪聲系數較高也并不會影響接收機性能.

圖7 VGLNA小信號S參數(a)和噪聲系數(b)測試結果Fig.7 Measured results of the VG LNA for small-signal S-parameters (a) and NF (b)

圖8為LNA增益可調的測試結果，在同樣的偏置下測試了多顆芯片，芯片之間差別不大.測試結果顯示，20～26 GHz頻段增益調節范圍為0 dB～20 dB，降低柵級偏置電壓Vgs，頻帶內的平坦度變差，當增益最低為0 dB時，增益波動性小于±1.5 dB.表2記錄了偏置變化下的小信號測試結果，數據顯示柵壓Vgs在 -1.1～-1.3 V范圍內小信號增益變化較小，電流變化較大，電壓繼續降低則增益出現較大變化，10 dB、0 dB增益的偏置電壓差約為0.1 V.

圖8 VGLNA不同偏置下小信號測試結果Fig.8 Measured large signal results of the VGLNA at different gain levels

表2 不同柵極偏置下VGLNA的小信號S參數測試結果

芯片線性度的測試與S參數相似，采用功率校準后的網絡分析儀對放大器進行功率測試.圖9是版圖大信號仿真與測試結果對比，漏極電壓Vdd為3.5 V，柵極電壓Vgs為-1.1 V的供電下，測試結果顯示在20～30 GHz頻段內輸出1 dB壓縮點(OP1dB)均值為14.5 dBm，整體低于后仿結果大約2 dBm.與表3中其他文獻對比，之前所報道的GaN LNA大多沒有增益控制性能，而本文所設計的LNA在20～26 GHz增益調節范圍為-5～20 dB，增益可調范圍較大.

表3 與已發表文獻的性能對比

圖9 VGLNA的OP1dB仿真與測試結果Fig.9 Simulated and measured OP1dB of the VGLNA

4 結束語

本文基于100 nm硅基GaN HEMT工藝實現了一種具有良好增益平坦度的可變增益低噪聲放大器(VGLNA).測試結果表明，電路在工作頻率范圍20～26 GHz內實現了大于20 dB的小信號增益，噪聲系數為2.95～3.5 dB，平均OP1dB約為14.5 dBm.本文所設計的VGLNA在20～26 GHz增益可調范圍為-5～20 dB，增益平坦度為±1.5 dB，具有大的增益動態范圍與高的增益平坦度，適合應用于高性能的GaN毫米波收發前端.