一種改進的威爾金森功分器設計方法

王楊洋 吳韻秋 趙晨曦 康凱

0 引言

在無線通信技術中,射頻毫米波前端收發(fā)機因為單個通道的功率較小,為了增大發(fā)射功率,常采用多通道收發(fā)結構來提高收發(fā)機性能[1]，在毫米波相控陣雷達中,也常采用多通道結構來實現(xiàn)不同相位信號同時接收或發(fā)射的功能[2]．

在多通道無線通信系統(tǒng)中,為了實現(xiàn)多個通道與單個天線之間的連接,功分器是功率分配與合成的有效結構．其中基于巴倫結構的功分器插入損耗偏大且隔離度較差[3-4],而威爾金森功分器因為具有較小的插入損耗和良好的端口匹配特性,在收發(fā)機系統(tǒng)中得到了廣泛應用[5]．近年來有很多研究針對威爾金森功分器進行了改進及應用,如：Oh等[6]為了減小功分器占用面積,采用1/6信號波長的傳輸線來設計功分器,減小了傳統(tǒng)1/4波長傳輸線所要占用的版圖面積,但是隔離度僅12.7 dB,端口隔離度較差;Kim等[7]同樣為了減小功分器面積,采用集總元件的威爾金森功分器,達到了減小功分器版圖面積的目的,但插入損耗偏大;Lin等[8]基于耦合線理論設計的功分器,減小了功分器版圖面積,并且有較小的幅度和相位不平衡性,但是功率分配端口隔離度不高．威爾金森功分器有插入損耗小、隔離度高的特點,在多通道系統(tǒng)中被廣泛應用,但是每個通道端口之間有一定的距離,功分器功率分配端口與每個通道端口連接時必然需要較長的傳輸線連接,導致功分器插入損耗增大．

為了解決上述問題,本文基于威爾金森功分器原理提出了改進方法．該方法利用1/4信號波長傳輸線本身的長度,將功率分配端口的間距增大,減小了滿足端口間距的附加傳輸線長度,從而有效降低了插入損耗,同時不影響功率分配端口的隔離度．本文根據(jù)提出的改進方法設計了一款應用于中心頻率94 GHz、帶寬為6 GHz的毫米波4T4R雷達芯片當中的1分2和1分4威爾金森功分器,插入損耗分別為0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB,隔離度均大于24 dB．

1 改進的威爾金森功分器理論分析

圖1 威爾金森功分器原理[9]Fig.1 Schematic of the Wilkinson power divider[9]

圖2 改進的威爾金森功分器原理Fig.2 Schematic of the improved Wilkinson power divider

假設節(jié)點2與隔離電阻連接的傳輸線長度為L,特征阻抗是Z′0,在功分器半邊電路分析中,由傳輸線理論可以得知圖2中節(jié)點2所看到的等效隔離電阻[9]為

(1)

其中β為傳輸線L的相位常數(shù),為了滿足Zeq=Z0,那么隔離電阻阻抗R為

(2)

選取連接隔離電阻的傳輸線L長度不超過1/18信號波長,以使得式(2)中tan(βL)?1,那么有R≈2Z0,隔離電阻便能方便取值．

信號在傳輸線中傳播時,傳輸線長度與信號波長、相位等特征關系可由式(3)給出:

(3)

其中Lline表示傳輸線長度,v是傳輸線中信號傳播速度,t表示信號傳播時間,f為信號頻率,λ表示傳輸線中信號波長,ω表示角頻率,φ表示相位．可以得出傳輸線中信號相位與傳輸線長度成正比的關系．在線寬與參考地平面已經(jīng)確定的前提下,即特征阻抗確定時,已知工作頻率fop的信號在長為Lline的傳輸線中傳播的相移量φL,那么便可以得到該頻率下的波長為

(4)

2 仿真設計驗證

本文中設計的1分2和1分4功分器中心頻率為94 GHz,采用CMOS 65 nm工藝．雷達系統(tǒng)中功分器前后級阻抗均為50 Ω,M4層作為地平面,選取M9層作為功分器傳輸線,因為M9層是厚金屬層,損耗小,且離地平面遠,對地寄生效應比較小．選取該工藝允許的最小線寬2 μm,特征阻抗為60.38 Ω的傳輸線為L2,以便選取接近50 Ω特征阻抗的特征阻抗為42.82 Ω,線寬為6 μm的傳輸作為L1和L3,即輸入和輸出連接線來減小端口阻抗失配．

由上文提出的設計方法可以得到L2長度為540 μm,那么1/18信號波長為120 μm．取傳輸線L1和L3長度為10 μm,隔離電阻R電阻值取86 Ω,HFSS模型如圖3所示．

圖3 1分2功分器HFSS模型俯視圖Fig.3 Top view of the 1 to 2 power divider in HFSS

為了減小版圖面積和信號傳輸方向長度,L2采用折疊蛇形走線．為了避免傳輸線之間的耦合效應影響功分器的性能,將傳輸線間距設置在3倍線寬以上,這里線間距S=20 μm．

通過仿真不同長度的連接隔離電阻的傳輸線L來驗證前文中提出的傳輸線長度對于功分器性能的影響．仿真結果如圖4所示,其中橫坐標為頻率,縱坐標為S參數(shù)幅度的對數(shù)值(單位為dB)．

圖4 不同長度傳輸線L仿真結果Fig.4 Simulation results for transmission lines with different lengths a.input return loss;b.output return loss;c.insertion loss;d.isolation

可以印證前文中所提出的,當連接隔離電阻的傳輸線L的長度為1/18信號波長時,功分器有良好的端口匹配性,提高了功分器隔離度等特性．綜上所述,1分2功分器中連接隔離電阻的傳輸線長度設計為L=120 μm．

由此,本文中設計的1分2功分器仿真結果如圖5所示,其中S11、S22、S33為3個端口的回波損耗,S32為隔離度,S21、S31為插入損耗．

圖5 1分2功分器仿真結果Fig.5 Simulation results for the 1 to 2 power divider a.return loss and isolation;b.insertion loss

在1分2功分器基礎上,以級聯(lián)的形式設計1分4功分器.為了滿足系統(tǒng)中相鄰功率分配端口間距為488 μm的設計要求,其中連接第1級1分2功分器功率分配端口與第2級1分2功分器功率合成端口的傳輸線長度Linter=380 μm,第2級1分2功分器功率分配端口在原有間距的基礎再增加260 μm,因為電阻部分有6 μm長度,也就達到了端口間距488 μm的設計要求．HFSS模型如圖6所示.

圖6 1分4功分器HFSS模型俯視圖Fig.6 Top view of the 1 to 4 power divider in HFSS

仿真結果如圖7所示,其中S11、S22、S33、S44、S55為3個端口的回波損耗,S32、S42、S52、S43、S53、S54為隔離度,S21、S31、S41、S51為插入損耗．

圖7 1分4功分器仿真結果Fig.7 Simulation results for the 1 to 4 power divider a.return loss and isolation;b.insertion loss

本文提出的改進的威爾金森功分器仿真結果與其他已發(fā)表的功分器對比如表1所示．在91～97GHz范圍內,1分2功分器與1分4功分器插入損耗分別為0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB;端口隔離度分別為24～25.7 dB和24～36 dB．從仿真結果性能對比可以看出,相較其他工作,本文改進的威爾金森功分器插入損耗減小約0.3 dB,端口隔離度提高約7 dB．

表1 功分器參數(shù)對比

3 結束語

針對無線通信系統(tǒng)中,毫米波多通道收發(fā)機和相控陣雷達常采用的功分器插入損耗偏大、端口隔離度不高的問題,提出了一種改進的威爾金森功分器的設計方法．該方法從威爾金森功分器基本理論出發(fā),合理利用了1/4信號波長傳輸線本身的長度,減小了滿足端口間距的附加傳輸線長度,降低了插入損耗,又考慮了連接隔離電阻的傳輸線長度與電阻值大小對功分器性能的影響,在增大功率分配端口間距的同時不會惡化端口隔離度和回波損耗．根據(jù)提出的設計方法,設計完成一款中心頻率為94 GHz,帶寬6 GHz的1分2和1分4功分器,仿真結果表明：在91～97 GHz范圍內,1分2功分器與1分4功分器插入損耗分別為0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB;端口隔離度分別為24～25.7 dB和24～36 dB．