應(yīng)用于LLC諧振變換器的GaN器件及其驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

林志杰，董紀(jì)清

(福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州 350108)

1 引言

隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)朝著高效、高頻及高功率密度方向發(fā)展，對(duì)功率半導(dǎo)體的性能也提出了更高的要求，20世紀(jì)90年代后期以來，碳化硅(SiC)和氮化鎵(GaN)寬禁帶材料迅速發(fā)展，也使得新一代的開關(guān)器件應(yīng)孕而生。

目前，效率和功率密度是電力輸送系統(tǒng)的兩大要素，LLC諧振變換器由于具有零至滿負(fù)荷范圍內(nèi)的零電壓開關(guān)能力和同步整流裝置的零電流開關(guān)等優(yōu)點(diǎn)，是下一代高功率密度、高效率dc-dc的理想轉(zhuǎn)換器。高開關(guān)頻率引入提高了功率密度，然而開關(guān)損耗也很高。新興的GaN器件為減小開關(guān)損耗提供可能[1]。開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)正常可靠工作是功率變換器能正常工作的基礎(chǔ)，GaN器件的柵源極相對(duì)于Si器件更加脆弱，因此關(guān)注其驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)尤為重要。

本文對(duì)GaN器件特性進(jìn)行介紹，并與普通Si器件的特性進(jìn)行對(duì)比分析，之后基于理想的驅(qū)動(dòng)電路模型建立考慮線路電感后的驅(qū)動(dòng)電路模型，并設(shè)計(jì)合理的驅(qū)動(dòng)回路布線。

2 GaN晶體管的特性

與Si MOSFET相似，GaN晶體管可分為增強(qiáng)型和耗盡型器件，最早出現(xiàn)的GaN晶體管為耗盡型，耗盡型器件為常通型器件，不加驅(qū)動(dòng)電壓的情況下開關(guān)管是導(dǎo)通的，需要在柵源極加上負(fù)壓時(shí)才會(huì)關(guān)斷，因此在實(shí)際工程應(yīng)用時(shí)容易出現(xiàn)直通等問題，限制了耗盡型器件在功率變換器領(lǐng)域的發(fā)展[2]。本文采用的是增強(qiáng)型GaN器件。表1將能力相近的單體增強(qiáng)型GaN HEMT和增強(qiáng)型Si MOSFET進(jìn)行對(duì)比，分別為GaN System公司的GS61008P和英飛凌公司的BSC105N10LSF，前者為單體增強(qiáng)型GaN HEMT，后者為增強(qiáng)型Si MOSFET。

表1 開關(guān)管電氣參數(shù)對(duì)比

(1)通態(tài)電阻

根據(jù)表1數(shù)據(jù)，單體增強(qiáng)型GaN HEMT相對(duì)于增強(qiáng)型Si MOSFET具有更小的通態(tài)電阻和體積，在單體增強(qiáng)型GaN HEMT導(dǎo)通時(shí)，其二維電子氣在AlGaN和GaN材料之間形成的異質(zhì)結(jié)面上高速遷移，從而形成雙向?qū)щ姕系溃邆漭^高的帶隙能量。這意味著在相同的耐壓條件下，單體增強(qiáng)型GaN HEMT具有比增強(qiáng)型Si MOSFET更低的導(dǎo)通電阻。品質(zhì)因數(shù)FOM(Figure of Merit)是衡量器件開關(guān)特性的重要參數(shù)，等于柵極電荷Qg和導(dǎo)通電阻RDS＿on的乘積，開關(guān)器件的FOM值越小表示其開關(guān)特性越好。BSC105N10LSF的品質(zhì)因數(shù)為GS61008P的5倍，因此GaN HEMT具有比Si MOSFET更加優(yōu)越的開關(guān)特性。

(2)開關(guān)特性

根據(jù)表1，單體增強(qiáng)型 GaN HEMT具有比 Si MOSFET更小的輸入電容Ciss和柵極擊穿電壓，這使得柵極電荷Qg和開通閾值電壓VGS＿TH大幅減小，開關(guān)管開通關(guān)斷時(shí)對(duì)輸入電容充放電需要的時(shí)間更短，開通關(guān)斷速度更快，開關(guān)特性更接近于理想開關(guān)特性。因此需要的驅(qū)動(dòng)電流更小，能實(shí)現(xiàn)高開關(guān)頻率下的低開關(guān)損耗。單體增強(qiáng)型GaN HEMT推薦的柵極電壓VGS一般在5～6V，而其柵極擊穿電壓卻只有6～7V，其柵極電壓裕量較低，使得器件對(duì)柵極過電壓較為敏感。高速開關(guān)下高速的電壓變化率dv/dt和電流變化率di/dt與實(shí)際電路中的雜散電感和雜散電容耦合會(huì)產(chǎn)生較強(qiáng)的EMI干擾和過電壓尖峰，因此在實(shí)際電路布局時(shí)要著重注意盡量減小實(shí)際電路中的雜散電感和雜散電容[3]。

(3)輸出特性

圖1(a)、(b)分別為增強(qiáng)型Si MOSFET和單體增強(qiáng)型GaN HEMT的輸出伏安特性曲線，其中第一象限為正向?qū)ㄌ匦裕瑘D中可以看出單體增強(qiáng)型GaN HEMT和增強(qiáng)型Si MOSFET的正向?qū)ㄌ匦灶愃疲伎梢缘刃橐粋€(gè)電阻，隨著柵極電壓的增大，導(dǎo)通電阻減小。

圖1 輸出伏安特性曲線

第三象限顯示了開關(guān)管的反向?qū)ㄌ匦裕煌奈锢斫Y(jié)構(gòu)導(dǎo)致了兩種器件不同的反向?qū)ㄌ匦裕鰪?qiáng)型Si MOSFET反向?qū)Ｐ腿鐖D2(a)所示，由于其漏源極寄生的PN結(jié)，相當(dāng)于反向并聯(lián)了寄生

圖2 反向?qū)Ｐ?/p>

二極管，器件反向?qū)〞r(shí)電流從二極管流過，存在同普通二極管相同的反向恢復(fù)問題，反向恢復(fù)電荷Qrr較大。單體增強(qiáng)型GaN HEMT反向?qū)Ｐ腿鐖D2(b)所示，GaN HEMT不存在體二極管，因此其反向恢復(fù)電荷Qrr為0，不存在反向恢復(fù)問題。橫向二維電子氣導(dǎo)通構(gòu)造了單體增強(qiáng)型GaN HEMT源極和漏極對(duì)稱的結(jié)構(gòu)，柵源極電壓VGS或柵漏極電壓VGD大于開通閾值電壓VGS＿TH都將使開關(guān)管開通。當(dāng)柵源極電壓VGS為0，漏極電勢(shì)低于源極電勢(shì)時(shí)，電流向柵漏極電容CGD充電，當(dāng)VGD大于閾值電壓VGS＿TH時(shí)，開關(guān)管反向?qū)ǎ藭r(shí)反向?qū)▔航禐閂SD=VTH＿GaN+IDS.RDS＿on，單體增強(qiáng)型 GaN HEMT 的開通閾值電壓VTH＿GaN=1.1V，因此在自然反向?qū)ǖ那闆r下，單體增強(qiáng)型GaN HEMT反向?qū)Ｐ涂梢钥闯删哂休^高導(dǎo)通壓降且無反向恢復(fù)電荷的“體二極管”，它具有比增強(qiáng)型Si MOSFET更大的反向?qū)▔航担赡軐?dǎo)致更大的反向?qū)〒p耗。因此在高頻LLC電路中應(yīng)用單體增強(qiáng)型GaN HEMT時(shí)，在足夠的死區(qū)時(shí)間裕量下應(yīng)該盡量縮小開關(guān)管的反向?qū)〞r(shí)間。也有學(xué)者提出在反向?qū)〞r(shí)給柵源極電壓VGS施加大于0，小于閾值電壓VGS＿TH的電壓減小反向?qū)▔航担藭r(shí)VSD=VTH＿GaN+IDS.RDS＿on-VGS，但這影響了驅(qū)動(dòng)電路的可靠性，因此實(shí)際應(yīng)用時(shí)需要折衷考慮驅(qū)動(dòng)電路的可靠性和變換器的效率。

3 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

3.1 理想的驅(qū)動(dòng)電路模型

圖3為理想的驅(qū)動(dòng)電路模型，其中Rdrive為驅(qū)動(dòng)電阻，Rsource和Rsink分別為芯片內(nèi)部的上拉電阻和下拉電阻，為了加快開關(guān)管的關(guān)斷速度，電路中加入了關(guān)斷二極管D，CGS為開關(guān)管的柵源極電容，Vdrive為驅(qū)動(dòng)芯片供電電源。

圖3 理想的驅(qū)動(dòng)電路模型

圖4(a)、(b)分別為傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電路模型的開通過程和關(guān)斷過程的等效電路圖，開通過程符合公式(1)和公式(2)，其中柵源極的初始電壓VGS(t0)=0，開通電阻Ron=Rsource+Rdrive，關(guān)斷電阻Roff=Rsink，二極管的正向壓降為VF，由此可計(jì)算得開通電壓(3)和關(guān)斷電壓(4)，其中τ1=Ron·CGS，τ2=Roff·CGS。

圖4 開通、關(guān)斷過程

當(dāng)GaN HEMT處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，二極管一直維持導(dǎo)通壓降VF(一般為0.7V)，此時(shí)GaN HEMT的柵源極電壓等于二極管的正向壓降，與柵源極開通閾值電壓VTH＿GaN=1.1V較為接近，容易產(chǎn)生誤導(dǎo)通的現(xiàn)象，因此GaN HEMT驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)該避免使用關(guān)斷二極管。為了增加開關(guān)管的關(guān)斷速度，可以使用如圖5所示的雙驅(qū)動(dòng)口輸出方式實(shí)現(xiàn)獨(dú)立灌拉輸出驅(qū)動(dòng)電流[5]。

圖5 雙驅(qū)動(dòng)口輸出示意圖

3.2 考慮線路電感的驅(qū)動(dòng)電路模型

開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)正常可靠工作是功率變換器能正常工作的基礎(chǔ)，GaN HEMT的柵源極相對(duì)于Si MOSFET更加脆弱，因此關(guān)注其驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)尤為重要，實(shí)際電路板布線時(shí)難免會(huì)存在一些線路電感，實(shí)際電路工作時(shí)，這些線路電感對(duì)驅(qū)動(dòng)的影響不容忽視，因此本節(jié)在傳統(tǒng)的驅(qū)動(dòng)電路模型的基礎(chǔ)上加入線路等效電感L∑，形成RLC串聯(lián)的二階電路。該模型的開通過程可等效為圖6，關(guān)斷過程與開通過程具有對(duì)稱性，不再贅述。根據(jù)電路理論，開通過程符合公式(5)和公式(6)，聯(lián)合后得公式(7)，當(dāng)阻尼系數(shù)ζ＜1，則得到柵源極電壓VGS(t)如公式(8)所示，柵源極電壓的過沖量σ(%)為公式(9)[6]。

圖6 開通過程

本文使用Psim電路仿真軟件搭建具有不同線路電感L∑的驅(qū)動(dòng)電路模型，其中開關(guān)頻率為1MHz，Ron=3Ω，線路電感L∑，1=1nH，L∑，2=5nH，得到圖7所示的柵源極電壓仿真波形圖。

圖7 不同線路電感的柵源極電壓波形

由圖7可以看出，柵源極電壓過沖σ隨著L∑的增大而增大，GaN HEMT的柵源極擊穿電壓較低，過大的電壓過沖可能會(huì)影響驅(qū)動(dòng)電路的可靠性，甚至擊穿開關(guān)管的柵源極。理論上可以增加驅(qū)動(dòng)電阻Ron和開關(guān)管柵源極電容CGS來減小電壓過沖，但這會(huì)增大開關(guān)管的開關(guān)時(shí)間，GaN開關(guān)速度的優(yōu)勢(shì)就不再明顯，因此通過驅(qū)動(dòng)線路的合理布局優(yōu)化減小線路電感來減小電壓過沖是最優(yōu)的方案。

3.3 驅(qū)動(dòng)回路的合理布線

本文所設(shè)計(jì)的LLC全橋諧振變換器采用亞德諾公司的驅(qū)動(dòng)芯片ADuM4223，使用兩個(gè)半橋自舉電路的結(jié)構(gòu)驅(qū)動(dòng)全橋電路的四個(gè)開關(guān)管，因?yàn)槭菍?duì)稱的結(jié)構(gòu)，以下只對(duì)半橋的驅(qū)動(dòng)回路進(jìn)行說明。圖8為半橋驅(qū)動(dòng)下驅(qū)動(dòng)回路等效電路圖，圖中Rg＿H和Rg＿L分別開關(guān)管Q1和Q3的等效驅(qū)動(dòng)電阻，LG1和LG3分別是開關(guān)管Q1和Q3的柵極等效雜散電感，LG2+LS1和LG4+LS3分別為開關(guān)管Q1和Q3的源極回路等效雜散電感。

圖8 驅(qū)動(dòng)回路等效圖

圖8中虛線箭頭所示回路為優(yōu)化前的驅(qū)動(dòng)等效回路，Q1驅(qū)動(dòng)回路的等效電感L∑1=LG1+LS1+LG2，Q3驅(qū)動(dòng)回路的線路電感L∑2=LG3+LS3+LG4。其中源極回路的雜散電感LS1和LS3影響更大，因?yàn)殚_通關(guān)斷的過程流過開關(guān)管源極的電流較大，di/dt比柵極回路更大，產(chǎn)生較大的電壓尖峰，影響驅(qū)動(dòng)效果，因此應(yīng)該嚴(yán)格控制它的大小。本文的驅(qū)動(dòng)回路采用開爾文(Kelvin)連接的形式，圖9為所用開關(guān)管GS61008P的封裝圖，其中D為開關(guān)管漏極，G為開關(guān)管的柵極，S為開關(guān)管源極，TPAD為開關(guān)管的散熱焊盤，SS極為GaN System公司為了盡量減小驅(qū)動(dòng)回路雜散電感而設(shè)計(jì)的源極，其電氣特性與S極相同，但在驅(qū)動(dòng)回路布板時(shí)能極大地減小柵極和源極回路的電感。優(yōu)化后的驅(qū)動(dòng)等效回路如圖8中的實(shí)線箭頭所示，驅(qū)動(dòng)芯片GND布板時(shí)直接與開關(guān)管SS極連接，此時(shí)上管驅(qū)動(dòng)回路的線路電感L∑1由LG1組成，下管驅(qū)動(dòng)回路的線路電感L∑2由LG3組成。相對(duì)于虛線所示回路線路電感更小。

圖9 GS61008P封裝圖

此外為了盡可能減少LG1和LG3，本文的PCB布板采用雙層板平行布線的方式，如圖10(a)、(b)所示，驅(qū)動(dòng)芯片的輸出口連接驅(qū)動(dòng)電阻通過過孔與開關(guān)管柵極G連接，再經(jīng)過開關(guān)管的SS極開爾文連接至開關(guān)管的S極，相對(duì)于單層板的布線，雙層板平行布線方法能有效地減小驅(qū)動(dòng)回路的面積從而減小線路電感，且驅(qū)動(dòng)回路的磁場(chǎng)方向與主功率回路電流流過的磁場(chǎng)方向互相垂直，可有效減小主功率回路產(chǎn)生的磁場(chǎng)對(duì)驅(qū)動(dòng)回路的干擾。

圖10 雙層板平行布線方式

圖12為開關(guān)管開通關(guān)斷過程密勒效應(yīng)對(duì)柵源極電壓VGS的影響示意圖，開關(guān)管開通時(shí)電流imiller對(duì)密勒電容CGD放電，關(guān)斷時(shí)imiller對(duì)CGD充電，柵源極電壓VGS=VGD+VDS，由于線路電感LD和Lcs的存在，開關(guān)管開通關(guān)斷時(shí)VDS電壓會(huì)產(chǎn)生振蕩，通過密勒效應(yīng)影響開關(guān)管漏源極電壓VGS，GaN晶體管的閾值電壓較低，VGS振蕩電壓幅值過大時(shí)可能產(chǎn)生誤導(dǎo)通現(xiàn)象，因此應(yīng)該最大程度上控制線路電感LD和Lcs的大小。前文通過開爾文連接減小了源極電感Lcs，如圖11所示，本文將輸入電容Cin布置在全橋電路兩橋臂之間，采用多層陶瓷電容(MLCC)多個(gè)并聯(lián)連接，減小輸入端至開關(guān)管D極的線路長(zhǎng)度，從而減小漏極回路電感LD的大小。

圖11 輸入電容Cin位置圖

圖12 開關(guān)管關(guān)斷開通時(shí)密勒效應(yīng)對(duì)VGS的影響

4 實(shí)驗(yàn)

根據(jù)表2的變換器參數(shù)及設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)回路設(shè)計(jì)方案，設(shè)計(jì)制作了一臺(tái)基于GaN器件的全橋LLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，圖13為其電路拓?fù)鋱D。原邊開關(guān)管選用GaN System公司的GS61008P。下面分別給出輸入27V滿載和輕載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，如圖14、圖15所示，從上至下分別為示波器1至4通道，分別為橋臂中點(diǎn)電壓vAB、開關(guān)管Q1柵源極電壓vgs1、開關(guān)管Q4柵源極電壓vgs4和諧振電流iLr。根據(jù)GaN器件的特性，其驅(qū)動(dòng)電壓不能大于7V，從圖14和圖15可以看出，盡管本實(shí)驗(yàn)采用6V作為驅(qū)動(dòng)電壓的高電平，但從其驅(qū)動(dòng)電壓過沖基本沒有，在保證驅(qū)動(dòng)電路可靠性的同時(shí)，充分發(fā)揮GaN器件導(dǎo)通電阻小的優(yōu)勢(shì)，并驗(yàn)證了在本實(shí)驗(yàn)的雙層板平行布線方式下驅(qū)動(dòng)回路具有較低的線路電感，可有效降低GaN器件的柵源極電壓過沖。

表2 樣機(jī)參數(shù)

圖13 全橋LLC諧振變換電路拓?fù)鋱D

圖14 Po=250W fs=502kHz

圖15 Po=50W fs=517kHz

5 結(jié)論

本文首先介紹了GaN器件的特性，相比于Si MOSFET，GaN器件具有更小的通態(tài)電阻和更優(yōu)的品質(zhì)因數(shù)，無反向恢復(fù)問題，開關(guān)速度更快，但同樣存在反向?qū)妷捍螅瑬艠O驅(qū)動(dòng)電壓安全裕量小的問題。并且詳細(xì)分析了考慮實(shí)際線路電感的驅(qū)動(dòng)回路模型，采用開爾文連接、雙層板平行布線、輸入電容的合理布置的方法減小了驅(qū)動(dòng)回路電感，增加了驅(qū)動(dòng)信號(hào)的穩(wěn)定性。最后設(shè)計(jì)了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了所采用的驅(qū)動(dòng)回路的方案的可行性。